Светът на компютърните периферни устройства. Функции за стабилизиране на изходното напрежение и PWM контролер

Микропроцесорите са най-мощните консуматори на енергия в модерни компютри. Консумацията на ток на модерен микропроцесор може да достигне няколко десетки ампера. В същото време качеството на захранващото напрежение на микропроцесора е най-важният фактор, определящ стабилността на цялата система. Как производителите на дънни платки решават проблема с осигуряването на микропроцесора с мощно и висококачествено захранване е описано в статията, предоставена на вашето внимание.

Преамбюл

Тактовата честота на микропроцесорите непрекъснато нараства и вече достига няколко GHz. Повишете тактова честотамикропроцесор е придружено от значително увеличение на консумираната от него мощност и съответно води до повишаване на температурата на процесорния чип. В допълнение, консумацията на енергия на микропроцесорите също се влияе от увеличаването на броя на транзисторите на неговия чип (колкото по-модерен е процесорът, толкова повече висока степентой има интеграция. Въпреки че CMOS транзисторите, които формират основата на микропроцесорите, консумират оскъдни токове в затворено състояние, но когато говорим за няколко милиона транзистора, разположени на процесорен чип, това вече не е необходимо да се пренебрегва. Основната консумация на енергия на CMOS транзисторите се извършва в момента на включването му и, естествено, колкото по-често превключват транзисторите, толкова повече енергия консумират. В резултат на това милиони транзистори преминават от висока честота, са в състояние да осигурят потреблението на такъв ток от микропроцесора, чиято стойност вече достига 50 или повече ампера. По този начин кристалът на процесора започва да се нагрява силно, което води до значително влошаване на процесите на превключване на транзисторите и може да ги деактивира. В същото време не е възможно да се реши проблемът само чрез отстраняване на топлината.

Всичко това принуждава производителите да намалят захранващото напрежение на микропроцесорите, по-точно захранващото напрежение на неговото ядро. Намаляването на захранващото напрежение може да реши проблема с мощността, разсейвана от чипа на микропроцесора, и да понижи температурата му. Ако първите микропроцесори от семейството 80x86 имаха захранващо напрежение +5V (и за първи път в I80486 беше приложено намаляване на напрежението до +3,3V), тогава микропроцесорите от последно поколение вече могат да работят със захранващо напрежение + 0,5 V (вижте спецификацията VR11 от Intel).

Но факт е, че такива ниски напрежения не се произвеждат от захранването на системата. Спомнете си, че на изхода му се формират само напрежения + 3,3 V, + 5 V и + 12 V. По този начин дънната платка трябва да има собствен регулатор на напрежението, способен да понижи тези "високоволтажни" напрежения до нивото, необходимо за захранване на процесорното ядро, т.е. до 0,5 - 1,6 V (Фиг. 1).

Фиг. 1

Тъй като този регулатор осигурява преобразуване на постоянно напрежение от + 12 V в постоянно напрежение, но с по-ниска мощност, регулаторът се нарича DC-DC преобразувател (конвертор постоянен токв постоянен ток). Бих искал да насоча вниманието на всички специалисти към факта, че напрежението на ядрото на процесора вече се генерира от напрежението +12V, а не от +5V или +3,3V, както може да изглежда по-логично. Факт е, че напрежението на канала +12V е най-високо и следователно е възможно да се създаде много повече мощност в него при по-ниска стойност на тока. По този начин в съвременното изчислителни системи+12V става най-важното напрежение и именно в този канал протичат най-големите токове. Между другото, това е отразено и в стандартите, които описват изискванията за системни блоковезахранване, според което, товароносимостта на +12V канала е максимална. Освен това изходът на захранването трябва да има два канала за напрежение +12V (+12V1 и +12V2), като управлението на тока във всеки от тези канали трябва да се извършва независимо. Един от тези канали, а именно +12V2, е предназначен само за захранване на процесорното ядро ​​и към него се прилагат най-строгите изисквания за стабилност и най-малки толеранси за отклонения от номиналната стойност.

Също така е необходимо да се отбележи следната точка. Тъй като мощността, консумирана от процесорите, е доста голяма (може да достигне почти 100 W), преобразуването на напрежението трябва да се извърши по импулсен метод. Линейна трансформацияне е в състояние да осигури достатъчно висока ефективност при такава мощност и ще доведе до значителни загуби и следователно до нагряване на преобразувателните елементи. Към днешна дата само импулсното преобразуване позволява да се получи ефективно и икономично захранване с малки размери и с приемлива цена на изпълнение. По този начин на системната платка има DC-DC преобразувател, който е понижаващ тип понижаващ преобразувател (Step Down или Trim).

DC-DC понижаващ преобразувател

Основна схема за DC преобразувател на пари е показана в фиг.2.Бих искал да отбележа, че регулаторите от този тип в съвременната внесена литература се наричат ​​​​Buck Converter или Buck Regulator. Транзисторът Q1 в тази схема е ключ, който чрез затваряне / отваряне създава импулсно напрежение от постоянно напрежение.

Фиг.2

В този случай амплитудата на генерираните импулси е 12V. За да подобри ефективността на преобразуването, Q1 трябва да превключва при висока честота (колкото по-висока е честотата, толкова по-ефективно е преобразуването). В схемите на реалния регулатор на дънната платка честотата на превключване на преобразувателните транзистори може да бъде в диапазона от 80 kHz до 2 MHz.

Освен това полученото импулсно напрежение се изглажда от индуктора L1 и електролитния кондензатор C1. В резултат на това на C1 се създава постоянно напрежение, но с по-малка величина. В този случай големината на създаденото постоянно напрежение ще бъде пропорционална на ширината на импулсите, получени на изхода на Q1. Ако транзисторът Q1 се отвори за по-дълго време, тогава енергията, съхранена на L1, също ще бъде по-голяма, което в резултат води до увеличаване на напрежението на C1. Съответно и обратно - при по-малка продължителност на отвореното състояние на транзистора Q1, напрежението върху C1 намалява. Този метод за директно регулиране на напрежението се нарича широчинно-импулсна модулация - ШИМ (PWM - Pulse Width Modulation).

Много важен елемент от веригата е диодът D1. Този диод поддържа тока на натоварване, създаден от индуктора L1 през тези периоди от време, когато транзисторът Q1 е затворен. С други думи, когато Q1 е отворен, токът на индуктора и токът на натоварване се осигуряват от захранването, докато енергията се съхранява в индуктора. След като Q1 се изключи, токът на натоварване се поддържа от енергията, съхранена в индуктора. Този ток протича през D1, т.е. енергията на индуктора се изразходва за поддържане на тока на натоварване ( виж фиг.3).

Фиг.3

Въпреки това, в практически схемиах, регулатори на долара, които генерират големи токове, има някои проблеми. Факт е, че повечето диоди нямат достатъчна скорост и също така имат относително голямо отворено съпротивление. p-n преход. Всичко това не е от решаващо значение при ниски токове на натоварване. Но при големи токове всичко това води до значителни загуби, силно нагряване на диода D1, скокове на напрежението и възникване на обратни токове през диода при превключване на транзистора Q1. Защото тази схемае финализиран с цел увеличаване на производителността и намаляване на загубите, в резултат на което вместо диод D1 е използван друг транзистор - Q2 (фиг.4).

Фиг.4

Транзисторът Q2, който е MOSFET, има много ниско съпротивление при включване и е много бърз. Тъй като Q2 изпълнява функцията на диод, той работи синхронно с Q1, но строго в противофаза, т.е. в момента на заключване Q1 транзисторът Q2 се отваря и, обратно, когато Q1 е отворен, транзисторът Q2 е затворен (виж фиг.5).

Фиг.5

Това решение е единственото възможно за организиране на преобразуватели на напрежение на съвременни дънни платки, където, както вече казахме, са необходими много големи токове за захранване на процесора.

След като завършихме прегледа на основните технологии за организиране на импулсни регулатори на напрежението, се обръщаме към разглеждането на практически схеми за тяхното прилагане.

Основи на организацията на регулаторите на напрежението на ядрото на процесора

Струва си да се спомене веднага, че от доста дълго време производителите на елементна база започнаха да произвеждат специализирани микросхеми, предназначени за изграждане на превключващи регулатори на напрежение за дънни платки. персонални компютри. Използването на такива специализирани микросхеми позволява да се подобрят характеристиките на регулаторите, да се осигури тяхната висока компактност и да се намалят разходите както за самите регулатори, така и за тяхното разработване. Към днешна дата има три типа микросхеми, използвани в регулаторите на напрежението на дънната платка, предназначени да захранват ядрото на процесора:

- главният контролер (Main Controller), който се нарича още PWM контролер (PWM-Controller) или регулатор на напрежение (Voltage Regulator);

- Драйвер за управление на MOS транзистор (Synchronous-Rectifier MOSFET Driver);

- комбиниран контролер, който съчетава функциите на ШИМ контролер и MOSFET драйвер.

Като се има предвид разнообразието от използвани микросхеми, в съвременните дънни платки можем да намерим два основни варианта за изграждане на превключващи регулатори на напрежение за захранване на процесорното ядро.

I опция. Тази опция е типична за дънни платки от начално ниво с ниска производителност, т.е. най-често се използва на дънни платки, които не предвиждат използването на високопроизводителни и мощни процесори. В тази версия управлението на силовите транзистори на преобразувателя се осъществява от микросхема на комбинирания контролер. Този чип осигурява следните функции:

- четене на състоянието на сигналите за идентификация на захранващото напрежение на процесора (VIDn);

- генериране на ШИМ сигнали за синхронно управление на мощни MOSFET транзистори;

- контрол на стойността на генерираното захранващо напрежение;

- изпълнение на токова защита на силовите MOSFET транзистори;

- генериране на сигнал, потвърждаващ правилната работа на регулатора и наличието на правилно напрежение на изхода му за захранване на процесорното ядро ​​(сигнал PGOOD).

Пример за такъв вариант на регулатора на напрежението е показан в фиг.6. В този случай, както виждаме, силовите транзистори са директно свързани към изходите на комбинирания контролен чип. Чипът HIP6004 често се използва като такъв контролер.

Фиг.6

II вариант. Тази опция е типична за дънни платки, проектирани да работят с високопроизводителни процесори. Тъй като високопроизводителният процесор предполага консумация на големи токове, регулаторът на напрежението е направен многоканален (фиг. 7).

Фиг.7

Наличието на няколко канала ви позволява да намалите количеството ток за всеки канал, т.е. намаляване на токовете, превключвани от MOSFET. Това от своя страна повишава надеждността на цялата верига и позволява използването на по-малко мощни транзистори, което има положителен ефект върху цената както на самия регулатор, така и на дънната платка като цяло.

Тази версия на регулатора се характеризира с използването на два вида микросхеми: основния PWM контролер и MOS транзисторни драйвери. Синхронното управление на MOSFET се осъществява от драйвери, всеки от които може да управлява една или две двойки транзистори. Драйверът осигурява противофазово превключване на транзисторите в съответствие с входен сигнал(най-често наричан ШИМ), който определя честотата на превключване и отвореното състояние на транзисторите. Броят на драйверните чипове съответства на броя на превключващите канали на регулатора.

Всички драйвери се управляват от главния контролер (Main Controller), основните функции на който включват:

-оформяне на импулси за управление на MOSFET драйвери;

- промяна на ширината на тези управляващи импулси с цел стабилизиране на изходното напрежение на регулатора;

- контрол на изходното напрежение на регулатора;

- осигуряване на токова защита на MOSFET;

- четене на състоянието на сигналите за идентификация на захранващото напрежение на процесора (VIDn).

В допълнение към тези функции могат да се изпълняват и други спомагателни функции, чието наличие ще се определя от вида на използвания основен контролер.

Общата схема на такъв регулатор на напрежението е показана в фиг.8. Повечето съвременни главни контролери са 4-канални, т.е. имат 4 PWM изходни сигнала за управление на транзисторни драйвери.

Фиг.8

Така че в момента регулаторите на напрежението за ядрото на процесора могат да бъдат 2-канални, 3-канални и 4-канални.

Пример за изпълнение на двуканален регулатор е представен на фиг.9. Този регулатор е изграден с помощта на чипа Main Controller тип HIP6301, който по принцип е четириканален, но два канала са останали неизползвани.

Фиг.9

Чиповете HIP6601B се използват като ключови драйвери в тази схема.

Пример за внедряване на 4-канален контролер, използващ същия главен контролер, е представен в фиг.10.

Фиг.10

Контролерът HIP6301 декодира напрежението на ядрото на процесора на базата на 5-битов идентификационен код (VID0 - VID4) и генерира изходни PWM импулси с честота до 1,5 MHz. В допълнение, той генерира сигнал PGOOD (добра мощност), ако напрежението на ядрото на процесора, генерирано от регулатора на напрежението, съответства на стойността, зададена с помощта на сигналите VIDn.

Характеристики на многоканалните регулатори

Когато се използват многоканални регулатори на напрежението, има няколко проблема, които дизайнерите на дънни платки трябва да решат. Факт е, че всеки канал е превключващ регулатор, който, превключвайки с висока честота, създава токови импулси на своя изход. Тези импулси, разбира се, трябва да бъдат изгладени и за това се използват електролитни кондензатори и дросели. Но факт е, че поради голямото текущо натоварване, капацитетът на кондензаторите и индуктивността на бобините все пак не е достатъчен, за да създаде наистина постоянно напрежение, в резултат на което се наблюдават вълни на захранващата шина на процесора (фиг.11). Освен това нито увеличаването на броя на кондензаторите, нито увеличаването на капацитета на кондензаторите и индуктивността на дроселите, нито увеличаването на честотата на преобразуване (освен ако не говорим за увеличаване на честотата с няколко пъти) спасява от тези вълни. Естествено, тези вълни могат да доведат до нестабилна работа на процесора.

Фиг.11

Изходът от проблема, просто намерен в използването на многоканална архитектура на регулатора на напрежението. Но само използването на няколко паралелни канала за решаване на проблема, така или иначе, няма да успее. Необходимо е да се уверите, че клавишите на различните канали превключват с фазово изместване, т.е. те трябва да се отварят един по един. Това ще гарантира, че всеки канал ще поддържа изходния ток на регулатора за строго определен период от време. С други думи, изглаждащите кондензатори ще бъдат постоянно зареждани, но от различни канали по различно време. Така например, когато се използва 4-канален регулатор, изходните кондензатори се презареждат четири пъти в един такт на контролера, т.е. импулсните токове на отделните канали са извън фаза един спрямо друг с 90° (виж фиг.12). Това съответства на 4-кратно увеличение на честотата на преобразуване и ако честотата на превключване на транзисторите на всеки канал е 0,5 MHz, тогава честотата на импулса на изглаждащия кондензатор вече ще бъде 2 MHz.

Фиг.12

По този начин, PWM импулсите, които се генерират на изхода на чипа на основния контролер (PWM изходни сигнали), трябва да следват с определено фазово изместване и това фазово изместване се определя от вътрешната архитектура на чипа и обикновено се задава още на етапа на чип дизайн. Но някои контролери ви позволяват да ги конфигурирате според различни режимиработа: 2-фазно, 3-фазно или 4-фазно управление (как става това може да се намери в описанията на самите контролери).

С този урок започвам поредица от статии за превключващи регулатори, цифрови регулатори и устройства за контрол на изходната мощност.

Целта, която си поставям е разработката на контролер за хладилник на елемент Пелтие.

Ще направим аналог на моята разработка, реализиран само на базата на платката Arduino.

  • Това развитие заинтересува мнозина и върху мен заваляха писма с молби да го внедря на Arduino.
  • Разработката е идеална за изучаване на хардуера и софтуера на цифровите контролери. В допълнение, той съчетава много от задачите, изучавани в предишните уроци:
    • измерване на аналогови сигнали;
    • работа с бутони;
    • свързване на системи за индикация;
    • измерване на температурата;
    • работа с EEPROM;
    • връзка с компютър;
    • паралелни процеси;
    • и още много.

Ще развивам разработката последователно, стъпка по стъпка, обяснявайки действията си. Какъв ще е резултатът - не знам. Надявам се на пълноценен работещ проект на контролера на хладилника.

Нямам завършен проект. Ще пиша уроци според текущото състояние, така че по време на контролните може да се окаже, че на някой етап съм сбъркал. ще коригирам. Това е по-добре, отколкото аз да отстранявам грешки в разработката и да издавам готови решения.

Разлики между разработка и прототип.

Единствената функционална разлика от прототипната разработка на PIC контролера е липсата на бърз регулатор на напрежението, който компенсира пулсациите на захранващото напрежение.

Тези. тази версия на устройството трябва да се захранва от стабилизирано захранване с ниско ниво на пулсации (не повече от 5%). На тези изисквания отговарят всички съвременни импулсни блоковехранене.

И опцията за захранване от нестабилизирано захранване (трансформатор, токоизправител, капацитивен филтър) е изключена. Скоростта на системата Arduino не позволява бърз регулатор на напрежението. Препоръчвам да прочетете за изискванията за мощност на елемента на Пелтие.

развитие цялостна структураустройства.

На този етап трябва да разберете най-общо:

  • от какви елементи се състои системата;
  • на кой контролер да го изпълни;
  • има ли достатъчно изводи и функционалностконтролер.

Представям си контролера като „черна кутия“ или „яма за боклук“ и свързвам всичко необходимо към него. След това гледам дали например платката Arduino UNO R3 е подходяща за тези цели.

В моята интерпретация изглежда така.

Начертах правоъгълник - контролера и всички сигнали, необходими за свързване на елементите на системата.

Реших, че трябва да се свържа с таблото:

  • LCD индикатор (за показване на резултати и режими);
  • 3 бутона (за управление);
  • светодиод за индикация на грешка;
  • ключ за управление на вентилатора (за включване на вентилатора на радиатора с гореща страна);
  • ключ за превключване на стабилизатор (за регулиране на мощността на елемента на Пелтие);
  • аналогов вход за измерване на товарния ток;
  • аналогов вход за измерване на напрежението на товара;
  • температурен датчик в камерата (точен 1-жилен сензор DS18B20);
  • датчик за температура на радиатора (все още не съм решил кой датчик, по-скоро също DS18B20);
  • компютърни комуникационни сигнали.

Общо сигналите са 18. Платката Arduino UNO R3 или Arduino NANO има 20 пина. Остават още 2 заключения в резерв. Може би искате да свържете друг бутон, или светодиод, или сензор за влажност, или вентилатор от студена страна ... Имаме нужда от 2 или 3 аналогови входа, платката има 6. Това е. всичко ни устройва.

Можете да зададете ПИН номера веднага, можете по време на разработката. Назначих веднага. Връзката се осъществява чрез съединители, винаги можете да промените. Имайте предвид, че присвояването на щифтовете не е окончателно.

импулсни стабилизатори.

За точно стабилизиране на температурата и работата на елемента на Пелтие в оптимален режим е необходимо да се регулира мощността върху него. Регулаторите са аналогови (линейни) и импулсни (ключови).

Аналоговите регулатори са регулиращ елемент и товар, свързани последователно към източник на захранване. Чрез промяна на съпротивлението на регулиращия елемент се регулира напрежението или тока на товара. Като регулиращ елемент, като правило, се използва биполярен транзистор.

Контролният елемент работи в линеен режим. Разпределя се "допълнителна" мощност. При големи токове стабилизаторите от този тип са много горещи, имат ниска ефективност. Типичен линеен регулатор на напрежението е чипът 7805.

Този вариант не ни устройва. Ще направим импулсен (ключов) стабилизатор.

Превключващите стабилизатори са различни. Имаме нужда от понижаващ превключващ регулатор. Напрежението на натоварване в такива устройства винаги е по-ниско от захранващото напрежение. Схемата на понижаващия превключващ регулатор изглежда така.

А това е схема на регулатора.

Транзисторът VT работи в ключов режим, т.е. може да има само две състояния: отворено или затворено. Устройството за управление, в нашия случай, микроконтролерът, превключва транзистора с определена честота и работен цикъл.

  • Когато транзисторът е отворен, токът протича през веригата: захранване, транзисторен ключ VT, индуктор L, товар.
  • Когато ключът е отворен, енергията, съхранена в индуктора, се подава към товара. Токът протича през веригата: индуктор, VD диод, товар.

По този начин постоянното напрежение на изхода на регулатора зависи от съотношението на отвореното време (topen) и частен ключ(tclose), т.е. върху коефициента на запълване на управляващите импулси. Чрез промяна на работния цикъл микроконтролерът може да промени напрежението при товара. Кондензатор C изглажда пулсациите на изходното напрежение.

Основното предимство на този метод на регулиране е високата ефективност. Транзисторът винаги е включен или изключен. Следователно върху него се разсейва малко мощност - винаги или напрежението през транзистора е близо до нула, или токът е 0.

Това класическа схемапонижаващ регулатор. В него ключовият транзистор е откъснат от общия проводник. Транзисторът е труден за задвижване, което изисква специални вериги за отклонение към релсата на захранващото напрежение.

Затова промених схемата. В него товарът е изключен от общия проводник, но към общия проводник е прикрепен ключ. Това решение ви позволява да управлявате транзисторния превключвател от сигнала на микроконтролера, като използвате прост токов драйвер-усилвател.

  • Когато ключът е затворен, токът влиза в товара през веригата: захранване, индуктор L, ключ VT (токовият път е показан в червено).
  • Когато ключът е отворен, енергията, натрупана в индуктора, се връща към товара чрез регенеративния диод VD (пътят на тока е показан в синьо).

Практическа реализация на ключовия регулатор.

Трябва да внедрим възел на превключващ регулатор със следните функции:

  • действителният ключов контролер (ключ, дросел, регенеративен диод, изглаждащ кондензатор);
  • верига за измерване на напрежението на товара;
  • верига за измерване на тока на регулатора;
  • хардуерна защита от свръхток.

Аз, без почти никакви промени, взех веригата на регулатора от.

Схема на превключващ регулатор за работа с платка Arduino.

Използвах MOSFET транзистори IRF7313 като ключ за захранване. В статия за увеличаване на мощността на контролера на елемента на Пелтие написах подробно за тези транзистори, за възможна замяна и за изискванията за ключови транзистори за тази схема. Ето линк към техническата документация.

На транзисторите VT1 и VT2 е монтиран ключов MOSFET транзисторен драйвер. Това е просто усилвател на ток, по отношение на напрежението дори отслабва сигнала до около 4,3 V. Следователно ключовият транзистор трябва да е нископрагов. Има различни начини за внедряване на MOSFET драйвери. Включително използване на интегрирани драйвери. Този вариант е най-лесният и евтин.

За измерване на напрежението при натоварване се използва делител R1, R2. С такива стойности на резистора и референтен източник на напрежение от 1,1 V, диапазонът на измерване е 0 ... 17,2 V. Веригата ви позволява да измервате напрежението на втория терминал за натоварване спрямо общия проводник. Изчисляваме напрежението при натоварване, като знаем напрежението на източника на захранване:

Uload = Usupply - Umeasured.

Ясно е, че точността на измерване ще зависи от стабилността на поддържане на напрежението на източника на захранване. Но не се нуждаем от висока точност при измерване на напрежение, ток, мощност на натоварване. Трябва точно да измерваме и поддържаме само температурата. Ще го измерим с висока точност. И ако системата покаже, че елементът на Пелтие има мощност 10 W, но всъщност ще бъде 10,5 W, това няма да повлияе по никакъв начин на работата на устройството. Това се отнася за всички останали енергийни параметри.

Токът се измерва с помощта на датчик за ток на резистор R8. Компонентите R6 и C2 образуват прост нискочестотен филтър.

Най-простата хардуерна защита е монтирана върху елементите R7 и VT3. Ако токът във веригата надвиши 12 A, тогава напрежението на резистора R8 ще достигне прага на отваряне на транзистора от 0,6 V. Транзисторът ще отвори и затвори щифта RES (нулиране) на микроконтролера към маса. Всичко трябва да се изключи. За съжаление, прагът за такава защита се определя от напрежението база-емитер на биполярния транзистор (0,6 V). Поради това защитата работи само при значителни токове. Можете да използвате аналогов компаратор, но това ще усложни веригата.

Токът ще бъде измерен по-точно с увеличаване на съпротивлението на датчика за ток R8. Но това ще доведе до освобождаване на значителна мощност върху него. Дори при съпротивление от 0,05 ома и ток от 5 A, 5 * 5 * 0,05 = 1,25 вата се разсейва на резистора R8. Имайте предвид, че резистор R8 има мощност от 2 вата.

Сега какъв ток измерваме. Измерваме текущата консумация на импулсния регулатор от захранването. Схемата за измерване на този параметър е много по-проста от веригата за измерване на тока на натоварване. Нашият товар е „отвързан“ от общия проводник. За да работи системата, е необходимо да се измери електрическата мощност на елемента на Пелтие. Ние изчисляваме мощността, консумирана от регулатора, като умножим захранващото напрежение по консумирания ток. Нека приемем, че нашият регулатор има ефективност от 100% и решим, че това е мощността на елемента на Пелтие. Всъщност ефективността на регулатора ще бъде 90-95%, но тази грешка няма да повлияе по никакъв начин на работата на системата.

Компонентите L2, L3, C5 са обикновен RFI филтър. Може да не е необходимо.

Изчисляване на дросела на ключовия стабилизатор.

Дроселът има два параметъра, които са важни за нас:

  • индуктивност;
  • ток на насищане.

Необходимата индуктивност на индуктора се определя от честотата на ШИМ и допустимата пулсация на тока на индуктора. Има много информация по тази тема. Ще дам най-опростеното изчисление.

Приложихме напрежение към индуктора и токът през него започна да увеличава тока. Увеличаване, но не се появи, защото някакъв ток вече тече през индуктора в момента, в който бях включен).


Транзисторът е отворен. Напрежението е свързано към дросела:

Uchoke = Usupply - Uload.

Токът през индуктора започна да се увеличава според закона:

Ичоке = Учоке * топен / Л

  • topen - продължителност на импулса на публичния ключ;
  • L - индуктивност.

Тези. стойността на пулсационния ток на индуктора или колко токът се е увеличил по време на отворения ключ се определя от израза:

Ioff - Ion = Uchoke * topen / L

Товарното напрежение може да се промени. И определя напрежението на дросела. Има формули, които отчитат това. Но в нашия случай бих взел следните стойности:

  • захранващо напрежение 12 V;
  • минимално напрежение на елемента на Пелтие 5 V;
  • Средства максимално напрежениена дросела 12 - 5 \u003d 7 V.

Продължителността на импулса на отварянето на публичния ключ се определя от честотата на ШИМ периода. Колкото по-високо е, толкова по-малко индуктивност се нуждае от индуктора. Максималната честота на ШИМ на платката Arduino е 62,5 kHz. Ще ви кажа как да получите такава честота в следващия урок. Ще го използваме.

Да вземем най-лошия случай - ШИМ превключва точно в средата на периода.

  • Продължителност на периода 1/62500 Hz = 0.000016 sec = 16 µs;
  • Продължителност на публичния ключ = 8 µs.

Пулсациите на тока в такива вериги обикновено се настройват на 20% от средния ток. Да не се бърка с пулсации на изходното напрежение. Те се изглаждат от кондензатори на изхода на веригата.

Ако позволим ток от 5 A, тогава вземаме пулсация на тока от 10% или 0,5 A.

L = Uchoke * topen / Ipulsation = 7 * 8 / 0,5 = 112 μH.

Ток на насищане на индуктор.

Всичко в света си има граница. И дросела също. При някакъв ток той престава да бъде индуктивност. Това е токът на насищане на индуктора.

В нашия случай максималният ток на индуктор се определя като средния ток плюс пулсации, т.е. 5,5 A. Но е по-добре да изберете тока на насищане с марж. Ако искаме хардуерната защита да работи в тази версия на веригата, тогава тя трябва да бъде поне 12 A.

Токът на насищане се определя от въздушната междина в магнитната сърцевина на индуктора. В статии за контролери на елементи на Пелтие говорих за дизайна на дросела. Ако започна да разширявам подробно тази тема, тогава ще оставим Arduino, програмирането и не знам кога ще се върнем.

Дроселът ми изглежда така.


Естествено, проводникът на намотката на индуктора трябва да има достатъчно напречно сечение. Изчислението е просто - определяне на топлинните загуби поради активното съпротивление на намотката.

Активно съпротивление на намотката:

Ra = ρ * l / S,

  • Ra е активното съпротивление на намотката;
  • Ρ – съпротивление на материала, за мед 0,0175 Ohm mm2/m;
  • l е дължината на намотката;
  • S е напречното сечение на намотката.

Топлинни загуби върху активното съпротивление на индуктора:

Ключовият регулатор черпи приличен ток от захранването и този ток не трябва да се допуска да преминава през платката Arduino. Диаграмата показва, че проводниците от захранването са свързани директно към блокиращите кондензатори C6 и C7.

Основните импулсни токове на веригата преминават през веригата C6, натоварване, L1, D2, R8. Тази верига трябва да бъде затворена от връзки с минимална дължина.

Общият проводник и захранващата шина на платката Arduino са свързани към блокиращия кондензатор C6.

Сигналните проводници между платката Arduino и модула на регулатора на ключовете трябва да са с минималната дължина. Кондензаторите C1 и C2 са най-добре поставени на конекторите към платката.

Сглобих платката. Запоени са само необходимите компоненти. Моята сглобена верига изглежда така.

Настроих ШИМ на 50% и проверих работата на веригата.

  • При захранване от компютър платката формира дадена ШИМ.
  • С автономно захранване от външно захранване всичко работи отлично. На дросела се образуваха импулси с добри фронтове, на изхода имаше постоянно напрежение.
  • Когато включих захранването едновременно от компютъра и външното захранване, изгоря платката на Arduino.

Моя глупава грешка. Нека ви кажа, за да не го повтори някой. Като цяло, когато свързвате външно захранване, трябва да внимавате, да звъните на всички връзки.

Случи ми се следното. Във веригата нямаше VD2 диод. Добавих го след този проблем. Реших, че платката може да се захранва от външен източник през щифта Vin. Самият той пише в урок 2, че платката може да се захранва от външен източник през конектора (RWRIN сигнал). Но си мислех, че е един и същ сигнал, само че на различни конектори.

0 Категория: . Можете да маркирате.

Устройството има меню. Влизането в менюто, придвижването в него и излизането се осъществява чрез едновременно натискане на бутоните "H" и "B". В процеса на това на индикатора се появява съответната мнемоника, "H-U", "B-U" (долни и горни граници на напрежение), "H-I", "B-I" (долни и горни граници на тока), "P-0" , "P-1" - ръчен или автоматичен режим, включване на релето след връщане на напрежение или ток в определените граници. "-З-" показва, че зададените параметри се записват в енергонезависима памет и се излиза от режима на менюто. В режим на меню бутоните "H" и "B" ви позволяват да променяте параметрите в една или друга посока, а задържането на бутона за около 3 секунди ускорява промяната на параметрите. Промяната става в кръг, 99.8-99.9-0.0-0.01 и т.н. При превишаване на зададените граници релето се изключва, индикаторът започва да мига, сигнализирайки за авария. Че. устройството позволява както зареждане, така и разреждане на батерията до определено напрежение. Освен това, автоматичен режимви позволява да поддържате батерията постоянно заредена и ръчно, за да контролирате капацитета на батерията, в A / часа.

Няколко бележки. Не забравяйте да захранвате 74HC595, 16n-+5V, 8n-земя. На бутоните е по-добре да използвате чифт резистори 3K3 и 10K. Полярността на индикатора няма значение, тя се избира от резистор на 11-то краче на контролера (както е на диаграмата).

Примерно приложение за зареждане/разреждане на АВ:

Шестнадесетичен файл за микроконтролер PIC16F676, с контролни функции.
Нямате достъп за изтегляне на файлове от нашия сървър- фърмуерен файл за волтаметър с параметри Umax=99.9V; Imax=9.99A; Pmax=99,9/999W; Cmax=9,99 A/h.
Нямате достъп за изтегляне на файлове от нашия сървър- волтаметър hex_file с пресечени функции, само Umax=99.9V и Imax=9.99A

Създаване дънни платкис увеличен брой фази на захранване на процесора, постепенно се превръща в своеобразна конкуренция между производителите на дънни платки. Например, съвсем наскоро Gigabyte произвежда платки с 12-фазни процесорни захранвания, но в платките, които произвежда в момента, броят на фазите е нараснал до 24. Но наистина ли е необходимо да се използва толкова голям брой захранващи фази и защо някои производители постоянно ги увеличават, опитвайки се да докажат, че колкото повече, толкова по-добре, докато други се задоволяват с малък брой фази на захранване? Може би големият брой фази на захранване на процесора не е нищо повече от маркетингов трик, предназначен да привлече вниманието на потребителите към техните продукти? В тази статия ще се опитаме да дадем мотивиран отговор на този въпрос, а също така ще разгледаме подробно принципите на работа на многофазни импулсни захранвания за процесори и други елементи на дънни платки (чипсети, памет и др.).

Малко история

Както знаете, всички компоненти на дънните платки (процесор, чипсет, модули памет и т.н.) се захранват от захранване, което се свързва към специален конектор на дънната платка. Спомнете си, че на всяка съвременна дънна платка има 24-пинов ATX конектор за захранване, както и допълнителен 4-пинов (ATX12V) или 8-пинов (EPS12V) конектор за захранване.

Всички захранващи устройства генерират постоянно напрежение от ±12, ±5 и +3,3 V, но е ясно, че различните микросхеми на дънната платка изискват постоянно напрежение с други деноминации (освен това различните микросхеми изискват различни захранващи напрежения) и следователно възниква проблемът за преобразуване и стабилизиране на постоянното напрежение, получено от захранването, в постоянно напрежение, необходимо за захранване на определен чип на дънната платка (DC-DC преобразуване). За да направите това, дънните платки използват подходящи преобразуватели на напрежение (конвертори), които намаляват номиналното напрежение на захранването до необходимата стойност.

Има два вида DC-DC преобразуватели: линейни (аналогови) и импулсни. Линейни преобразуватели на напрежение на дънни платки вече не се срещат днес. В тези преобразуватели напрежението се намалява чрез отпадане на част от напрежението върху резистивните елементи и разсейване на част от консумираната мощност под формата на топлина. Такива конвертори бяха снабдени с мощни радиатори и бяха много горещи. Въпреки това, с нарастването на мощността (и, съответно, тока), консумирана от компонентите на дънната платка, линейните преобразуватели на напрежение бяха принудени да бъдат изоставени, тъй като имаше проблем с тяхното охлаждане. Всички съвременни дънни платки използват превключващи DC-DC преобразуватели, които се нагряват много по-малко от линейните.

Понижаващ DC/DC преобразувател за захранване на процесор често се нарича VRM (модул за регулиране на напрежението) или VRD (регулатор на напрежението надолу). Разликата между VRM и VRD е, че VRD модулът се намира директно на дънната платка, докато VRM е външен модул, инсталиран в специален слот на дънната платка. В момента външни VRM модули практически не се намират и всички производители използват VRD модули. Но самото име VRM се е вкоренило толкова много, че е станало общоприето и сега дори се използва за обозначаване на VRD модули.

Превключващите регулатори на напрежение, използвани за чипсет, памет и други микросхеми на дънни платки, нямат собствено специфично име, но по принцип не се различават от VRD. Разликата е само в броя на захранващите фази и изходното напрежение.

Както знаете, всеки преобразувател на напрежение се характеризира с входно и изходно захранващо напрежение. Що се отнася до изходното захранващо напрежение, то се определя от конкретната микросхема, за която се използва регулаторът на напрежението. Но входното напрежение може да бъде 5 или 12 V.

Преди това (по време на Процесори на Intel Pentium III) използва 5 V входно напрежение за превключване на регулатори на напрежението, но впоследствие производителите на дънни платки започнаха да използват по-често 12 V входно напрежение и сега всички платки използват 12 V захранващо напрежение като входно напрежение на превключващи регулатори на напрежение.

Принципът на работа на еднофазен импулсен регулатор на захранващото напрежение

Преди да пристъпим към разглеждане на многофазни превключващи регулатори на захранващо напрежение, нека разгледаме принципа на работа на най-простия еднофазен превключващ регулатор на напрежение.

Компоненти на превключващ регулатор на напрежението

Преобразувателят на напрежение на импулсното захранване основно съдържа PWM контролер (PWM контролер) - електронен ключ, който се управлява от PWM контролер и периодично свързва и изключва товара към линията на входното напрежение, както и индуктивно-капацитивен LC филтър за изглажда пулсациите на изходното напрежение. PWM е съкращение от Pulse Wide Modulation (широкоимпулсна модулация, PWM). Принципът на работа на импулсен понижаващ преобразувател на напрежение е следният. ШИМ контролерът създава последователност от импулси на управляващо напрежение. ШИМ сигналът е поредица от правоъгълни импулси на напрежение, характеризиращи се с амплитуда, честота и работен цикъл (фиг. 1).

Ориз. 1. ШИМ сигнал и неговите основни характеристики

Коефициентът на запълване на PWM сигнал е съотношението на интервала от време, през който има сигнал високо ниво, към периода на ШИМ сигнала: = / T.

Сигналът, генериран от PWM контролера, се използва за управление на електронния ключ, който периодично, на честотата на PWM сигнала, свързва и изключва товара към захранващата линия 12 V. Амплитудата на PWM сигнала трябва да бъде такава, че да може да се използва за управление на електронния ключ.

Съответно изходът електронен ключима последователност от правоъгълни импулси с амплитуда 12 V и честота на повторение, равна на честотата на ШИМ импулсите. От курса на математиката е известно, че всеки периодичен сигнал може да бъде представен като хармонична серия (серия на Фурие). По-специално, периодична последователност от правоъгълни импулси с еднаква продължителност, когато се представи като серия, ще има постоянен компонент, обратно пропорционален на работния цикъл на импулсите, тоест право пропорционален на тяхната продължителност. Чрез преминаване на получените импулси през нискочестотен филтър (LPF) с честота на прекъсване, много по-ниска от честотата на повторение на импулса, този постоянен компонент може лесно да бъде изолиран, като се получава стабилно постоянно напрежение. Следователно импулсните преобразуватели на напрежение съдържат и нискочестотен филтър, който изглажда (коригира) последователност от правоъгълни импулси на напрежение. Структурна блокова схематакъв импулсен понижаващ преобразувател на напрежение е показан на фиг. 2.

Ориз. 2. Структурна блокова схема на такова импулсно понижаване
преобразувател на напрежение

Е, сега нека разгледаме по-подробно елементите на преобразувателя на импулсно захранващо напрежение.

Електронен ключ и драйвер за управление

Двойка n-канални MOSFET (MOSFET) винаги се използва като електронен ключ за превключване на преобразуватели на захранващо напрежение на компоненти на дънната платка, свързани по такъв начин, че изтичането на един транзистор е свързано към 12 V захранваща линия, източникът на този транзистор е свързан към изходната точка и източването на друг транзистор, а източникът на втория транзистор е заземен. Транзисторите на този електронен превключвател (понякога наричан превключвател на захранването) работят по такъв начин, че един от транзисторите винаги е в отворено състояние, а другият е в затворено състояние.

За да се контролира превключването на MOSFET, управляващите сигнали се прилагат към портите на тези транзистори. Управляващият сигнал на PWM контролера се използва за превключване на MOSFET транзисторите, но този сигнал не се подава директно към портите на транзисторите, а чрез специален чип, наречен MOSFET драйвер или захранващ фазов драйвер. Този шофьорконтролира превключването на MOSFET транзисторите при честота, зададена от PWM контролера, като прилага необходимите комутационни напрежения към затворите на транзисторите.

Когато транзисторът, свързан към захранващата линия 12 V, е включен, вторият транзистор, свързан чрез неговия дрейн към източника на първия транзистор, се изключва. В този случай захранващата линия 12 V е свързана към товара чрез изглаждащ филтър. Когато транзисторът, свързан към 12V захранващата линия, е затворен, вторият транзистор се включва и 12V захранващата линия е изключена от товара, но товарът е свързан към земята през изглаждащ филтър в този момент.

Нискочестотен LC филтър

Изглаждащият или нискочестотен филтър е LC филтър, т.е. индуктивност, свързана последователно с товара, и капацитет, свързан паралелно с товара (фиг. 3).

Ориз. 3. Схема на еднофазен импулсен преобразувател на напрежение

Както е известно от курса по физика, ако на входа на такъв LC филтър се приложи хармоничен сигнал с определена честота U в (f), след това напрежението на изхода на филтъра U навън (f)зависи от реактивните съпротивления на индуктивността (Z L = j2fc)и кондензатор Z c = 1/(j2fc). Коефициентът на предаване на такъв филтър K(f) =(U out (f))/(U in (f))може да се изчисли чрез разглеждане на делител на напрежение, образуван от съпротивления, зависими от честотата. За ненатоварен филтър получаваме:

K(f) = Z c /(Z c + Z L)= 1/(1 – (2 е) 2LC)

Или, ако въведем нотацията f0 = 2/, тогава получаваме:

K(f) = 1/(1 – (f/f0) 2)

От тази формула може да се види, че коефициентът на предаване на ненатоварен идеален LC филтър се увеличава неограничено с приближаване на честотата f0, а след това, при f>f0, намалява пропорционално 1/f2. При ниски честоти (е коефициентът на предаване е близо до единица и при висок (f>f0)- до нула. Следователно честотата f 0се нарича гранична честота на филтъра.

Както вече беше отбелязано, изглаждането на импулсите на напрежение с помощта на LC филтър е необходимо, така че честотата на прекъсване на филтъра f 0 = 2/ беше значително по-нисък от честотата на повторение на импулсите на напрежение. Това състояниеви позволява да изберете необходимия капацитет и индуктивност на филтъра. Нека обаче се отклоним от формулите и се опитаме да обясним принципа на филтъра на по-прост език.

В момента, когато превключвателят на захранването е отворен (транзистор T 1 е отворен, транзистор T 2 е затворен), енергията от входния източник се прехвърля към товара през индуктивността Лв които се съхранява енергия. Токът, протичащ през веригата, не се променя мигновено, а постепенно, тъй като ЕМП, който възниква в индуктивността, предотвратява промяната на тока. В същото време кондензаторът, инсталиран успоредно на товара, също се зарежда.

След като превключвателят на захранването се затвори (транзисторът T 1 е затворен, транзисторът T 2 е отворен), токът от линията на входното напрежение не се влива в индуктивността, но според законите на физиката възникващата индукционна ЕМП поддържа посоката на тока. Тоест през този период токът се подава към товара от индуктивния елемент. За да се затвори веригата и токът да тече към изглаждащия кондензатор и към товара, транзисторът T 2 се отваря, осигурявайки затворена верига и протичане на ток по пътя индуктивност - капацитет и товар - транзистор T 2 - индуктивност.

Както вече беше отбелязано, използвайки такъв изглаждащ филтър, можете да получите напрежение при товара, което е пропорционално на работния цикъл на управляващите импулси на PWM. Ясно е обаче, че при този метод на изглаждане изходното напрежение ще има пулсации на захранващото напрежение спрямо някаква средна стойност (изходно напрежение) - фиг. 4. Големината на пулсациите на напрежението на изхода зависи от честотата на превключване на транзисторите, стойността на капацитета и индуктивността.

Ориз. 4. Пулсации на напрежението след изглаждане с LC филтър

Функции за стабилизиране на изходното напрежение и PWM контролер

Както вече беше отбелязано, изходното напрежение зависи (за даден товар, честота, индуктивност и капацитет) от работния цикъл на ШИМ импулсите. Тъй като токът през товара се променя динамично, възниква проблемът със стабилизирането на изходното напрежение. Това става по следния начин. PWM контролерът, който генерира сигнали за превключване на транзистора, е свързан към товара в контур обратна връзкаи непрекъснато следи изходното напрежение при товара. Вътре в PWM контролера се генерира референтно захранващо напрежение, което трябва да бъде върху товара. PWM контролерът постоянно сравнява изходното напрежение с референтното напрежение и ако възникне несъответствие U, тогава този сигнал за грешка се използва за промяна (коригиране) на работния цикъл на PWM импулсите, тоест промяната в работния цикъл на импулсите ~ U. Така се осъществява стабилизирането на изходното напрежение.

Естествено възниква въпросът: как PWM контролерът знае за необходимото захранващо напрежение? Например, ако говорим за процесори, тогава, както знаете, захранващото напрежение различни моделипроцесорът може да е различен. Освен това, дори за един и същ процесор, захранващото напрежение може динамично да се променя в зависимост от текущото му натоварване.

PWM контролерът научава за необходимото номинално захранващо напрежение чрез VID (Voltage Identifier) ​​сигнал. За модерни процесори Intel Core i7 процесори, които поддържат спецификацията на мощността VR 11.1, VID сигналът е 8-битов, а за наследените процесори, които са съвместими със спецификацията VR 10.0, VID сигналът е 6-битов. 8-битовият VID сигнал (комбинация от 0 и 1) ви позволява да зададете 256 различни нива на напрежение на процесора.

Ограничения на еднофазен импулсен стабилизатор на захранващо напрежение

Еднофазната схема на превключващия регулатор на захранващото напрежение, разглеждана от нас, е проста в изпълнение, но има редица ограничения и недостатъци.

Ако говорим за ограничението на еднофазен превключващ регулатор на захранващото напрежение, то се крие във факта, че MOSFET, индуктивности (дросели) и капацитет имат ограничение за максималния ток, който може да премине през тях. Например, за повечето MOSFET транзистори, които се използват в регулатори на напрежението на дънната платка, ограничението на тока е 30 A. В същото време самите процесори, със захранващо напрежение от около 1 V и консумация на енергия над 100 W, консумират повече от 100 A. Ясно е, че ако при такава сила на тока се използва еднофазен регулатор на захранващото напрежение, тогава неговите елементи просто ще „изгорят“.

Ако говорим за недостатъка на еднофазния превключващ регулатор на захранващото напрежение, тогава той се крие във факта, че изходното захранващо напрежение има вълни, което е крайно нежелателно.

За да се преодолеят текущите ограничения на импулсните регулатори на напрежението, както и да се минимизират пулсациите на изходното напрежение, се използват многофазни импулсни регулатори на напрежение.

Многофазни импулсни регулатори на напрежение

В многофазните превключващи регулатори на напрежение всяка фаза се формира от MOSFET превключващ драйвер, чифт самите MOSFET и LC изглаждащ филтър. В този случай се използва един многоканален PWM контролер, към който са свързани паралелно няколко захранващи фази (фиг. 5).

Ориз. 5. Структурна схемамногофазен импулсен регулатор на захранващото напрежение

Приложение N-фазов регулаторзахранващото напрежение ви позволява да разпределите тока във всички фази и следователно токът, протичащ през всяка фаза, ще бъде в нпъти по-малък от тока на натоварване (по-специално процесора). Например, ако използвате 4-фазен регулатор на захранващото напрежение на процесора с ограничение на тока от 30 A във всяка фаза, тогава максималният ток през процесора ще бъде 120 A, което е напълно достатъчно за повечето съвременни процесори. Въпреки това, ако се използват процесори с TDP от 130 W или се очаква възможност за овърклок на процесора, тогава е препоръчително да се използва не 4-фазен, а 6-фазен превключващ регулатор на захранващото напрежение на процесора или да се използват дросели, кондензатори и MOSFETs, проектирани за по-висок ток във всяка захранваща фаза.

За да се намали пулсацията на изходното напрежение в многофазните регулатори на напрежението, всички фази работят в синхрон с времето с m се изместват един спрямо друг. Ако T е периодът на превключване на MOSFET (период на PWM сигнала) и се използва нфази, тогава изместването на времето за всяка фаза ще бъде T/N(фиг. 6). PWM контролерът е отговорен за синхронизирането на PWM сигналите за всяка фаза с времево изместване.

Ориз. 6. Времеизмествания на ШИМ сигнали в многофазен регулатор на напрежение

В резултат на това, че всички фази работят с времето с m изместване една спрямо друга, пулсациите на изходното напрежение и ток за всяка фаза също ще бъдат изместени по времевата ос една спрямо друга. Общият ток, преминаващ през товара, ще бъде сумата от токовете във всяка фаза и получената пулсация на тока ще бъде по-малка от пулсацията на тока във всяка фаза (фиг. 7).

Ориз. 7. Ток на фаза
и резултантен ток на натоварване
в трифазен регулатор на напрежението

И така, основното предимство на многофазните превключващи регулатори на захранващото напрежение е, че те позволяват, първо, да се преодолее ограничението на тока, и второ, да се намали пулсацията на изходното напрежение със същия капацитет и индуктивност на изглаждащия филтър.

Дискретни многофазни регулатори на напрежение и технология DrMOS

Както вече отбелязахме, всяка захранваща фаза се формира от управляващ драйвер, два MOSFET транзистори, дросел и кондензатор. В същото време един PWM контролер управлява едновременно няколко фази на захранване. Структурно на дънните платки всички фазови компоненти могат да бъдат дискретни, т.е. има отделен драйверен чип, два отделни MOSFET транзистора, отделен индуктор и капацитет. Този дискретен подход се използва от повечето производители на дънни платки (ASUS, Gigabyte, ECS, AsRock и др.). Съществува обаче малко по-различен подход, когато вместо да се използва отделен драйверен чип и два MOSFET транзистора, се използва един чип, който съчетава мощни транзистори и драйвер. Тази технология е разработена от Intel и се нарича DrMOS, което буквално означава Driver + MOSFETs. Естествено, в този случай се използват и отделни дросели и кондензатори, а за управление на всички фази се използва многоканален PWM контролер.

В момента технологията DrMOS се използва само на дънни платки на MSI. Трудно е да се говори за предимствата на технологията DrMOS в сравнение с традиционния дискретен начин за организиране на фазите на мощността. Тук по-скоро всичко зависи от конкретния чип DrMOS и неговите характеристики. Например, ако говорим за нови платки на MSI за процесори от семейството на Intel Core i7, тогава те използват чипа Renesas R2J20602 DrMOS (фиг. 8). Например на MSI платка Eclipse Plus използва 6-фазен регулатор на напрежението на процесора (фиг. 9), базиран на 6-канален PWM контролер Intersil ISL6336A (фиг. 10) и чипове Renesas R2J20602 DrMOS.

Ориз. 8. DrMOS чип Renesas R2J20602

Ориз. 9. Шестфазен регулатор на напрежението на процесора
базиран на 6-канален PWM контролер Intersil ISL6336A
и DrMOS ICs Renesas R2J20602 на платката MSI Eclipse Plus

Ориз. 10. Шестканален PWM контролер
Intersil ISL6336A

Renesas R2J20602 DrMOS IC поддържа MOSFET честоти на превключване до 2 MHz и е много ефективен. С входно напрежение от 12 V, изходно напрежение от 1,3 V и честота на превключване от 1 MHz, неговата ефективност е 89%. Текущото ограничение е 40 A. Ясно е, че с шестфазно процесорно захранване се осигурява най-малко два пъти токов резерв за микросхемата DrMOS. При реална стойност на тока от 25 A, консумацията на енергия (освободена като топлина) на самия чип DrMOS е само 4,4 вата. Също така става очевидно, че когато се използват чипове Renesas R2J20602 DrMOS, няма нужда да се използват повече от шест фази в регулаторите на напрежението на процесора.

Intel в своята дънна платка Intel DX58S0, базирана на Intel чипсет X58 за процесори Intel Core i7 също използва 6-фазен, но дискретен регулатор на напрежението на процесора. За управление на захранващите фази се използва 6-канален PWM контролер ADP4000 от On Semiconductor, а като MOSFET драйвери се използват микросхеми ADP3121 (фиг. 11). Контролерът ADP4000 PWM поддържа интерфейса PMBus (Power Manager Bus) и е програмируем за работа в 1, 2, 3, 4, 5 и 6 фази с възможност за превключване на броя на фазите в реално време. Освен това, използвайки интерфейса PMBus, можете да прочетете текущите стойности на тока на процесора, неговото напрежение и консумация на енергия. Човек може само да съжалява, че Intel не внедри тези функции на чипа ADP4000 в помощната програма за наблюдение на състоянието на процесора.

Ориз. 11. Шестфазен регулатор на напрежението на процесора
базиран на ADP4000 PWM контролер и ADP3121 MOSFET драйвери
на платка Intel DX58S0 (показани са две захранващи фази)

Обърнете внимание също, че всяка захранваща фаза използва мощни транзистори On Semiconductor NTMFS4834N MOSFET с ограничение на тока от 130 A. Лесно е да се досетите, че с такива ограничения на тока самите мощностни транзистори не са тясното място на захранващата фаза. В този случай ограничението на тока на захранващата фаза налага дросел. В разглежданата верига на регулатора на напрежението се използват дросели PULSE PA2080.161NL с ограничение на тока от 40 A, но е ясно, че дори при такова ограничение на тока са достатъчни шест фази на захранването на процесора и има голям резерв за екстремен овърклок на процесора.

Технология за динамично превключване на фазите

Почти всички производители на дънни платки вече използват технологията динамично превключванеброя на фазите на захранване на процесора (говорим за платки за процесори на Intel). Всъщност, тази технологияв никакъв случай не е нов и е разработен от Intel преди доста време. Въпреки това, както често се случва, след като се появи, тази технология се оказа непотърсена от пазара и дълго време лежеше в „хранилищата“. И едва когато идеята за намаляване на консумацията на енергия от компютрите завладя умовете на разработчиците, те си спомниха динамичното превключване на фазите на захранване на процесора. Производителите на дънни платки се опитват да представят тази технология като своя и измислят различни имена за нея. Например Gigabyte го нарича Advanced Energy Saver (AES), ASRock го нарича Intelligent Energy Saver (IES), ASUS го нарича EPU, а MSI го нарича Active Phase Switching (APS). Но въпреки разнообразието от имена, всички тези технологии се изпълняват по абсолютно същия начин и, разбира се, не са патентовани. Освен това възможността за превключване на захранващите фази на процесора е вградена в спецификацията Intel VR 11.1 и всички PWM контролери, които са съвместими със спецификацията VR 11.1, я поддържат. Всъщност производителите на дънни платки нямат голям избор тук. Това са или PWM контролери от Intersil (например 6-канален PWM контролер Intersil ISL6336A), или PWM контролери от On Semiconductor (например 6-канален PWM контролер ADP4000). По-рядко се използват контролери от други фирми. Както Intersil, така и On Semiconductor VR 11.1 съвместими контролери поддържат динамично превключване на фазите на мощността. Единственият въпрос е как производителят на дънната платка използва възможностите на PWM контролера.

Естествено възниква въпросът: защо технологията за динамично превключване на захранващите фази се нарича енергоспестяваща и каква е ефективността на нейното приложение?

Помислете например за дънна платка с 6-фазен регулатор на напрежението на процесора. Ако процесорът не е силно натоварен, което означава, че консумираният от него ток е малък, е напълно възможно да се мине с две фази на захранване, а необходимостта от шест фази възниква, когато процесорът е силно натоварен, когато токът, консумиран от тя достига максималната си стойност. Наистина е възможно броят на включените захранващи фази да съответства на тока, консумиран от процесора, т.е. така че захранващите фази да се превключват динамично в зависимост от натоварването на процесора. Но не е ли по-лесно да се използват всичките шест фази на захранване при всякакъв ток на процесора? За да отговорите на този въпрос, трябва да вземете предвид, че всеки регулатор на напрежение сам консумира част от преобразуваното електричество, което се отделя под формата на топлина. Следователно една от характеристиките на преобразувателя на напрежение е неговата ефективност или енергийна ефективност, тоест съотношението на мощността, прехвърлена към товара (към процесора) към мощността, консумирана от регулатора, което е сумата от мощността консумирана от товара и мощността, консумирана от самия регулатор. Енергийната ефективност на регулатора на напрежение зависи от текущата стойност на тока на процесора (неговото натоварване) и броя на включените захранващи фази (фиг. 12).

Ориз. 12. Зависимост на енергийната ефективност (КПД) на регулатора на напрежението
върху тока на процесора с различен брой захранващи фази

Зависимостта на енергийната ефективност на регулатора на напрежението от тока на процесора с постоянен брой фази на захранване е както следва. Първоначално, с увеличаване на тока на натоварване (процесор), ефективността на регулатора на напрежението се увеличава линейно. Освен това се достига максималната стойност на ефективност и с по-нататъшно увеличаване на тока на натоварване ефективността постепенно намалява. Основното е, че стойността на тока на натоварване, при който се достига максималната стойност на ефективност, зависи от броя на захранващите фази и следователно, ако се използва технологията за динамично превключване на захранващите фази, тогава ефективността на регулаторът на захранващото напрежение винаги може да се поддържа на възможно най-високо ниво.

Сравнявайки зависимостите на енергийната ефективност на регулатора на напрежението от тока на процесора за различен брой фази на захранване, можем да заключим: при нисък ток на процесора (с леко натоварване на процесора) е по-ефективно да се използва по-малък брой захранващи фази. В този случай по-малко енергия ще се консумира от самия регулатор на напрежението и ще се отделя като топлина. При високи токове на процесора използването на малък брой фази на захранване води до намаляване на енергийната ефективност на регулатора на напрежението. Следователно в този случай е оптимално да се използва по-голям брой фази на захранване.

От теоретична гледна точка използването на технологията за динамично превключване на фазите на захранване на процесора трябва, първо, да намали общата консумация на енергия на системата и второ, разсейването на топлината върху самия регулатор на захранващото напрежение. Освен това, според производителите на дънни платки, тази технология може да намали консумацията на енергия от системата с цели 30%. Разбира се, 30% е число, взето от тавана. В действителност технологията за динамично превключване на фазите на мощността може да намали общата консумация на енергия на системата с не повече от 3-5%. Факт е, че тази технология ви позволява да пестите електроенергия, консумирана само от самия регулатор на напрежението. Основните консуматори на електроенергия в компютъра обаче са процесорът, видеокартата, чипсетът и паметта и на фона на общата консумация на енергия на тези компоненти, консумацията на енергия на самия регулатор на напрежение е доста малка. Следователно, без значение как оптимизирате консумацията на енергия от регулатора на напрежението, просто е невъзможно да постигнете значителни спестявания.

Маркетингови "чипове" на производителите

Производителите на дънни платки полагат големи усилия, за да привлекат вниманието на купувачите към своите продукти и мотивирано доказват, че са по-добри от тези на конкурентите! Един от тези маркетингови "чипове" е увеличаването на мощността на фазите на регулатора на напрежението на процесора. Ако по-рано шестфазни регулатори на напрежението са били използвани на топ дънни платки, сега те използват 10, 12, 16, 18 и дори 24 фази. Наистина ли имате нужда от толкова много захранващи фази или това е просто маркетингов трик?

Разбира се, многофазните регулатори на напрежение имат своите неоспорими предимства, но има разумна граница за всичко. Например, както вече отбелязахме, голям брой фази на захранване позволява използването на компоненти с нисък ток (MOSFET, дросели и капацитет) във всяка фаза на захранване, които, разбира се, са по-евтини от компонентите за ограничаване на висок ток. Сега обаче всички производители на дънни платки използват твърди полимерни кондензатори и дросели с феритни сърцевини, които имат ограничение на тока от най-малко 40 A. MOSFET също имат ограничение на тока от поне 40 A (и напоследък има тенденция към MOSFET). ограничение на тока от 75 A). Ясно е, че при такива ограничения на тока е достатъчно да се използват шест фази на захранване на всяка фаза на вълната. Такъв регулатор на напрежение теоретично може да осигури ток на процесора над 200 A и следователно консумация на енергия над 200 вата. Ясно е, че дори в режим на екстремен овърклок е почти невъзможно да се постигнат такива стойности на ток и консумация на енергия. Така че защо производителите правят регулатори на напрежение с 12 или повече фази, ако шестфазен регулатор на напрежение може също да осигури захранване на процесора във всеки режим на работа?

Ако сравним 6- и 12-фазни регулатори на напрежението, тогава теоретично, когато се използва технология за динамично превключване на фазите на мощността, енергийната ефективност на 12-фазния регулатор на напрежението ще бъде по-висока. Разликата в енергийната ефективност обаче ще се наблюдава само при високи процесорни токове, които на практика са непостижими. Но дори и да е възможно да се постигне толкова висока стойност на тока, при която енергийната ефективност на 6- и 12-фазните регулатори на напрежението ще се различава, тогава тази разлика ще бъде толкова малка, че може да бъде игнорирана. Следователно, за всички съвременни процесори с консумация на енергия от 130 W, дори в режим на екстремно овърклокване, 6-фазен регулатор на напрежението е достатъчен за вълната. Използването на 12-фазен регулатор на напрежението не дава никакви предимства дори при технологията за динамично превключване на фазите. Защо производителите започнаха да правят 24-фазни стабилизатори на напрежението, може да се гадае. Няма здрав разум в това, очевидно те очакват да впечатлят технически неграмотните потребители, за които "колкото повече, толкова по-добре".

Между другото, би било полезно да се отбележи, че днес няма 12- и още повече 24-канални PWM контролери, които контролират захранващите фази. Максимална сумаканалите в PWM контролерите са шест. Следователно, когато се използват регулатори на напрежение с повече от шест фази, производителите са принудени да инсталират няколко PWM контролера, които работят в синхрон. Спомнете си, че управляващият сигнал на ШИМ във всеки канал има известно забавяне спрямо сигнала на ШИМ в другия канал, но тези отмествания на времето на сигнала се изпълняват в рамките на един и същ контролер. Оказва се, че когато се използват например два 6-канални PWM контролера за организиране на 12-фазен регулатор на напрежението, захранващите фази, управлявани от един контролер, се комбинират по двойки с захранващите фази, управлявани от друг контролер. Тоест, първата фаза на захранване на първия контролер ще работи синхронно (без изместване на времето) с първата фаза на захранване на втория контролер. Фазите ще се превключват динамично, най-вероятно и по двойки. Като цяло, това не е "честен" 12-фазен регулатор на напрежението, а по-скоро хибридна версия на 6-фазен регулатор с два канала във всяка фаза.



Зареждане...
2023 г •
Връх