Lumea perifericelor PC. Funcții de stabilizare a tensiunii de ieșire și controler PWM

Microprocesoarele sunt cei mai puternici consumatori de energie calculatoare moderne. Consumul de curent al unui microprocesor modern poate atinge câteva zeci de amperi. În același timp, calitatea tensiunii de alimentare a microprocesorului este cel mai important factor care determină stabilitatea întregului sistem. Modul în care producătorii de plăci de bază rezolvă problema de a furniza microprocesorului o putere puternică și de înaltă calitate este descris în articolul adus la cunoștință.

Preambul

Frecvența de ceas a microprocesoarelor crește constant și ajunge acum la câțiva GHz. A ridica frecvența ceasului microprocesorul este însoțit de o creștere semnificativă a puterii consumate de acesta și, în consecință, duce la o creștere a temperaturii cipului procesorului. În plus, consumul de energie al microprocesoarelor este afectat și de o creștere a numărului de tranzistori de pe cipul său (cu cât procesorul este mai modern, cu atât mai mult un grad înalt are integrare. Deși tranzistoarele CMOS, care stau la baza microprocesoarelor, consumă curenți puțini în stare închisă, dar când vorbim de câteva milioane de tranzistori amplasați pe un cip de procesor, acest lucru nu mai este necesar de neglijat. Principalul consum de energie al tranzistorilor CMOS se realizează în momentul includerii acestuia și, desigur, cu cât tranzistoarele comută mai des, cu atât consumă mai multă energie. Ca rezultat, milioane de tranzistoare trec de la frecventa inalta, sunt capabili să asigure consumul unui astfel de curent de către microprocesor, a cărui valoare ajunge deja la 50 sau mai mulți amperi. Astfel, cristalul procesorului începe să se încălzească puternic, ceea ce duce la o deteriorare semnificativă a proceselor de comutare a tranzistoarelor și le poate dezactiva. În același timp, nu este posibil să se rezolve problema doar prin îndepărtarea căldurii.

Toate acestea obligă producătorii să reducă tensiunea de alimentare a microprocesoarelor, mai precis, tensiunea de alimentare a nucleului său. Reducerea tensiunii de alimentare poate rezolva problema puterii disipate pe cipul microprocesorului și poate scădea temperatura acestuia. Dacă primele microprocesoare din familia 80x86 au avut o tensiune de alimentare de +5V (și pentru prima dată a fost aplicată o reducere a tensiunii la +3,3V în I80486), atunci microprocesoarele de ultimă generație pot funcționa deja cu o tensiune de alimentare de + 0,5 V (vezi specificația VR11 de la Intel).

Dar adevărul este că astfel de tensiuni scăzute nu sunt produse de sursa de alimentare a sistemului. Amintiți-vă că la ieșire se formează numai tensiuni + 3,3 V, + 5 V și + 12 V. Astfel, placa de bază trebuie să aibă propriul regulator de tensiune capabil să scadă aceste tensiuni „de înaltă tensiune” la nivelul necesar pentru alimentarea miezului procesorului, adică. până la 0,5 - 1,6 V (fig.1).

Fig.1

Deoarece acest regulator asigură conversia unei tensiuni constante de + 12V la o tensiune constantă, dar cu o valoare mai mică, regulatorul a fost numit Convertor DC-DC (convertor curent continuuîn curent continuu). Aș dori să atrag atenția tuturor specialiștilor asupra faptului că tensiunea miezului procesorului este acum generată de la tensiunea +12V, și nu de la +5V sau +3.3V, așa cum ar putea părea mai logic. Faptul este că tensiunea canalului de +12V este cea mai mare și, prin urmare, este posibil să se creeze mult mai multă putere în el la o valoare mai mică a curentului. Astfel, în modern sisteme de calcul+12V devine cea mai importantă tensiune și tocmai în acest canal circulă cei mai mari curenți. De altfel, acest lucru se reflectă și în standardele care descriu cerințele pentru blocuri de sistem sursă de alimentare, conform căreia, capacitatea de încărcare a canalului +12V este maximă. În plus, ieșirea sursei de alimentare trebuie să aibă două canale de tensiune +12V (+12V1 și +12V2), iar controlul curentului în fiecare dintre aceste canale trebuie efectuat independent. Unul dintre aceste canale, și anume +12V2, este destinat doar pentru alimentarea nucleului procesorului și este supus celor mai stricte cerințe de stabilitate și celor mai mici toleranțe pentru abaterile de la valoarea nominală.

De asemenea, este necesar să rețineți următorul punct. Deoarece puterea consumată de procesoare este destul de mare (poate ajunge la aproape 100 W), conversia tensiunii trebuie efectuată prin metoda pulsului. Conversia liniară nu este capabilă să ofere o eficiență suficient de mare la o astfel de putere și va duce la pierderi semnificative și, în consecință, la încălzirea elementelor convertorului. Până în prezent, doar conversia impulsurilor face posibilă obținerea unei surse de alimentare eficiente și economice cu dimensiuni reduse și cu un cost de execuție acceptabil. Astfel, pe placa de sistem există un convertor DC-DC, care este un convertor step-down de tip step-down (Step Down sau Trim).

Convertor DC-DC Step Down

Un circuit de bază pentru un convertor DC Buck este prezentat în fig.2. Aș dori să remarc că regulatorii de acest tip în literatura modernă importată se numesc Buck Converter sau Buck Regulator. Tranzistorul Q1 din acest circuit este o cheie care, prin închidere/deschidere, creează o tensiune pulsată dintr-o tensiune constantă.

Fig.2

În acest caz, amplitudinea impulsurilor generate este de 12V. Pentru a îmbunătăți eficiența conversiei, Q1 trebuie să comute la o frecvență înaltă (cu cât frecvența este mai mare, cu atât conversia este mai eficientă). În circuitele regulatoare ale plăcii de bază reale, frecvența de comutare a tranzistorilor convertor poate fi în intervalul de la 80 kHz la 2 MHz.

În plus, tensiunea de impuls rezultată este netezită de inductorul L1 și de condensatorul electrolitic C1. Ca urmare, se creează o tensiune constantă pe C1, dar de o magnitudine mai mică. În acest caz, mărimea tensiunii DC creată va fi proporțională cu lățimea impulsurilor primite la ieșirea lui Q1. Dacă tranzistorul Q1 se deschide mai mult timp, atunci energia stocată pe L1 va fi și ea mai mare, ceea ce, ca urmare, duce la o creștere a tensiunii pe C1. În consecință, și invers - cu o durată mai scurtă a stării deschise a tranzistorului Q1, tensiunea pe C1 scade. Această metodă de reglare a tensiunii directe se numește modulare pe lățime a impulsului - PWM (PWM - Pulse Width Modulation).

Un element foarte important al circuitului este dioda D1. Această diodă menține curentul de sarcină creat de inductorul L1 în acele perioade de timp în care tranzistorul Q1 este închis. Cu alte cuvinte, atunci când Q1 este deschis, curentul inductorului și curentul de sarcină sunt furnizate de sursa de alimentare, în timp ce energia este stocată în inductor. După ce Q1 se oprește, curentul de sarcină este menținut de energia stocată în inductor. Acest curent trece prin D1, adică. energia inductorului este cheltuită pentru menținerea curentului de sarcină ( vezi fig.3).

Fig.3

Cu toate acestea, în scheme practice ah buck regulatoare care generează curenți mari, există unele probleme. Faptul este că majoritatea diodelor nu au viteză suficientă și, de asemenea, au o rezistență deschisă relativ mare. joncțiune p-n. Toate acestea nu au o importanță decisivă la curenți de sarcină mici. Dar la curenți mari, toate acestea conduc la pierderi semnificative, încălzirea puternică a diodei D1, supratensiuni și apariția curenților inversi prin diodă la comutarea tranzistorului Q1. De aceea această schemă a fost finalizat pentru a crește performanța și a reduce pierderile, drept urmare, în locul diodei D1, a fost folosit un alt tranzistor - Q2 (fig.4).

Fig.4

Tranzistorul Q2, fiind un MOSFET, are o rezistență la pornire foarte scăzută și este foarte rapid. Deoarece Q2 îndeplinește funcția de diodă, funcționează sincron cu Q1, dar strict în antifază, adică. în momentul blocării Q1, tranzistorul Q2 se deschide și, invers, când Q1 este deschis, tranzistorul Q2 este închis (vezi fig.5).

Fig.5

Toată această soluție este singura posibilă pentru organizarea convertoarelor de tensiune pe plăcile de bază moderne, unde, așa cum am spus deja, sunt necesari curenți foarte mari pentru alimentarea procesorului.

După ce terminăm revizuirea tehnologiilor de bază pentru organizarea regulatoarelor de tensiune de comutare, ne întoarcem la luarea în considerare a schemelor practice de implementare a acestora.

Fundamentele organizării regulatoarelor de tensiune de la miezul procesorului

Merită menționat imediat că pentru o perioadă destul de lungă de timp, producătorii de bază de elemente au început să producă microcircuite specializate concepute pentru a construi regulatoare de tensiune de comutare pentru plăcile de bază. calculatoare personale. Utilizarea unor astfel de microcircuite specializate face posibilă îmbunătățirea caracteristicilor regulatoarelor, asigurarea compactității lor ridicate și reducerea costurilor atât ale regulatorilor înșiși, cât și costul dezvoltării acestora. Până în prezent, există trei tipuri de microcircuite utilizate în regulatoarele de tensiune ale plăcii de bază concepute pentru a alimenta nucleul procesorului:

- controlerul principal (Main Controller), care se mai numește și controler PWM (PWM-Controller) sau regulator de tensiune (Voltage Regulator);

- Driver de control al tranzistorului MOS (Driver MOSFET Synchronous-Rectifier);

- un controler combinat care combină atât funcțiile unui controler PWM, cât și ale unui driver MOSFET.

Ținând cont de varietatea de microcircuite utilizate, în plăcile de bază moderne putem găsi două opțiuni principale pentru construirea de regulatoare de tensiune de comutare pentru alimentarea nucleului procesorului.

eu optiunea. Această opțiune este tipică pentru plăcile de bază entry-level cu performanțe scăzute, de ex. este folosit cel mai adesea pe plăcile de bază care nu prevăd utilizarea de înalte performanțe și procesoare puternice. În această versiune, controlul tranzistorilor de putere ai convertorului este efectuat de un microcircuit al controlerului combinat. Acest cip oferă următoarele funcții:

- citirea stării semnalelor de identificare a tensiunii de alimentare a procesorului (VIDn);

- generarea de semnale PWM pentru controlul sincron al MOSFET-urilor de putere;

- controlul valorii tensiunii de alimentare generate;

- implementarea protecției curente a MOSFET-urilor de putere;

- generarea unui semnal care confirmă funcționarea corectă a regulatorului și prezența tensiunii corecte la ieșirea acestuia pentru alimentarea miezului procesorului (semnal PGOOD).

Un exemplu de astfel de variantă a regulatorului de tensiune este prezentat în fig.6. În acest caz, după cum putem vedea, tranzistoarele de putere sunt conectate direct la ieșirile cipului de control combinat. Cipul HIP6004 a fost adesea folosit ca un astfel de controler.

Fig.6

varianta II. Această opțiune este tipică pentru plăcile de bază proiectate să funcționeze cu procesoare de înaltă performanță. Deoarece un procesor de înaltă performanță presupune consumul de curenți mari, regulatorul de tensiune este realizat multicanal. (Fig. 7).

Fig.7

Prezența mai multor canale vă permite să reduceți cantitatea de curent pentru fiecare canal, adică reduce curenții comutați de MOSFET-uri. Acest lucru, la rândul său, crește fiabilitatea întregului circuit și permite utilizarea tranzistoarelor mai puțin puternice, ceea ce are un efect pozitiv asupra costului atât al regulatorului în sine, cât și al plăcii de bază în ansamblu.

Această versiune a regulatorului se caracterizează prin utilizarea a două tipuri de microcircuite: controlerul principal PWM și driverele de tranzistor MOS. Controlul sincron al MOSFET-urilor este efectuat de drivere, fiecare dintre acestea putând controla una sau două perechi de tranzistoare. Driverul asigură comutarea anti-fază a tranzistorilor în conformitate cu semnal de intrare(denumită cel mai adesea PWM), care determină frecvența de comutare și starea deschisă a tranzistorilor. Numărul de cipuri driver corespunde numărului de canale de reglare comutatoare.

Toate driverele sunt gestionate de controlerul principal (controller principal), ale cărui funcții principale includ:

-modelarea impulsurilor pentru a controla driverele MOSFET;

- modificarea lăţimii acestor impulsuri de control pentru a stabiliza tensiunea de ieşire a regulatorului;

- controlul tensiunii de iesire a regulatorului;

- asigurarea protecției curente a MOSFET-urilor;

- citirea stării semnalelor de identificare a tensiunii de alimentare a procesorului (VIDn).

Pe lângă aceste funcții, pot fi efectuate și alte funcții auxiliare, a căror prezență va fi determinată de tipul de controler principal utilizat.

Schema generală a unui astfel de regulator de tensiune este prezentată în fig.8. Cele mai multe controlere master moderne sunt cu 4 canale, adică au 4 semnale de ieșire PWM pentru a conduce driverele de tranzistori.

Fig.8

Deci, în prezent, regulatoarele de tensiune pentru miezul procesorului pot fi cu 2 canale, 3 canale și 4 canale.

Este prezentat un exemplu de implementare a unui regulator cu 2 canale fig.9. Acest regulator este construit folosind cipul Main Controller de tip HIP6301, care, în principiu, este cu patru canale, dar două canale au rămas nefolosite.

Fig.9

Cipurile HIP6601B sunt folosite ca driver-cheie în această schemă.

Un exemplu de implementare a unui controler cu 4 canale folosind același controler principal este prezentat în fig.10.

Fig.10

Controlerul HIP6301 decodifică tensiunea de bază a procesorului pe baza unui cod de identificare de 5 biți (VID0 - VID4) și generează impulsuri PWM de ieșire cu o frecvență de până la 1,5 MHz. În plus, generează un semnal PGOOD (putere bună) dacă tensiunea de bază a procesorului generată de regulatorul de tensiune se potrivește cu valoarea setată folosind semnalele VIDn.

Caracteristicile regulatoarelor multicanal

Când se folosesc regulatoare de tensiune multicanal, există mai multe probleme pe care designerii plăcilor de bază trebuie să le rezolve. Faptul este că fiecare canal este un regulator de comutare, care, comutând la o frecvență înaltă, creează impulsuri de curent la ieșirea sa. Aceste impulsuri, desigur, trebuie netezite, iar pentru aceasta se folosesc condensatoare electrolitice și șocuri. Dar adevărul este că, din cauza sarcinii mari de curent, capacitatea condensatoarelor și inductanța inductoarelor, totuși, nu este suficientă pentru a crea o tensiune cu adevărat constantă, ca urmare a căreia se observă ondulații pe magistrala de alimentare a procesorului. (fig.11). Mai mult, nici o creștere a numărului de condensatori, nici o creștere a capacității condensatoarelor și a inductanței inductoarelor, nici o creștere a frecvenței de conversie (cu excepția cazului în care vorbim despre creșterea frecvenței de mai multe ori) nu salvează de aceste ondulații. Desigur, aceste ondulații pot duce la funcționarea instabilă a procesorului.

Fig.11

Calea de ieșire a problemei, tocmai găsită în utilizarea unei arhitecturi cu mai multe canale a regulatorului de tensiune. Dar numai utilizarea mai multor canale paralele pentru a rezolva problema, oricum, nu va reuși. Este necesar să vă asigurați că tastele diferitelor canale comută cu o schimbare de fază, adică ar trebui să se deschidă unul câte unul. Acest lucru se va asigura că fiecare canal va menține curentul de ieșire al regulatorului pentru o perioadă de timp strict alocată. Cu alte cuvinte, condensatoarele de netezire vor fi încărcate în mod constant, dar de pe canale diferite în momente diferite. Deci, de exemplu, atunci când se utilizează un regulator cu 4 canale, condensatorii de ieșire sunt reîncărcați de patru ori într-un ciclu de ceas al controlerului, adică. curenții pulsați ai canalelor individuale sunt defazați unul față de celălalt cu 90° (vezi fig.12). Aceasta corespunde unei creșteri de 4 ori a frecvenței de conversie, iar dacă frecvența de comutare a tranzistorilor fiecărui canal este de 0,5 MHz, atunci frecvența pulsului pe condensatorul de netezire va fi deja de 2 MHz.

Fig.12

Astfel, impulsurile PWM care sunt generate la ieșirea cipului controlerului principal (semnale de ieșire PWM) trebuie să urmeze cu o anumită schimbare de fază, iar această schimbare de fază este determinată de arhitectura internă a cipului și este, de obicei, setat deja la scenă. de proiectare a cipului. Dar unele controlere vă permit să le configurați în funcție de moduri diferite funcționare: control în 2 faze, 3 faze sau 4 faze (cum se face acest lucru poate fi găsit în descrierile pentru controlere în sine).

Cu această lecție, încep o serie de articole despre regulatoarele de comutare, regulatoarele digitale și dispozitivele de control al puterii de ieșire.

Scopul pe care mi l-am stabilit este dezvoltarea unui controler pentru un frigider pe un element Peltier.

Vom face un analog al dezvoltării mele, implementat doar pe baza plăcii Arduino.

  • Această dezvoltare i-a interesat pe mulți, iar scrisori au plouat asupra mea cu solicitări de a o implementa pe Arduino.
  • Dezvoltarea este ideală pentru studierea hardware-ului și software-ului controlerelor digitale. În plus, combină multe dintre sarcinile studiate în lecțiile anterioare:
    • măsurarea semnalelor analogice;
    • lucrul cu nasturi;
    • conectarea sistemelor de indicare;
    • măsurarea temperaturii;
    • lucrul cu EEPROM;
    • conexiune cu un computer;
    • procese paralele;
    • și mult mai mult.

Voi dezvolta dezvoltarea secvenţial, pas cu pas, explicându-mi acţiunile. Care va fi rezultatul - nu știu. Sper la un proiect de lucru complet al controlerului frigiderului.

Nu am un proiect finalizat. Voi scrie lecții în funcție de starea actuală, așa că în timpul testelor se poate dovedi că la un moment dat am făcut o greșeală. voi corecta. Acest lucru este mai bun decât mine să depanez dezvoltarea și să emit soluții gata făcute.

Diferențele dintre dezvoltare și prototip.

Singura diferență funcțională față de dezvoltarea prototipului de pe controlerul PIC este absența unui regulator rapid de tensiune care să compenseze ondulația tensiunii de alimentare.

Acestea. această versiune a dispozitivului trebuie să fie alimentată de o sursă de alimentare stabilizată cu un nivel scăzut de ondulație (nu mai mult de 5%). Aceste cerințe sunt îndeplinite de toți cei moderni blocuri de impulsuri nutriție.

Și opțiunea de alimentare de la o sursă de alimentare nestabilizată (transformator, redresor, filtru capacitiv) este exclusă. Viteza sistemului Arduino nu permite un regulator de tensiune rapid. Recomand să citiți despre cerințele de putere ale elementului Peltier.

Dezvoltare structura de ansamblu dispozitive.

În această etapă, trebuie vedere generala a intelege:

  • din ce elemente este format sistemul;
  • pe ce controler să-l execute;
  • sunt suficiente concluzii şi funcţionalitate controlor.

Îmi imaginez controlerul ca o „cutie neagră” sau „fostă de gunoi” și conectez tot ce am nevoie la el. Atunci mă uit dacă, de exemplu, placa Arduino UNO R3 este potrivită pentru aceste scopuri.

În interpretarea mea arată așa.

Am desenat un dreptunghi - controlerul și toate semnalele necesare pentru a conecta elementele sistemului.

Am decis că trebuie să mă conectez la placă:

  • Indicator LCD (pentru afișarea rezultatelor și modurilor);
  • 3 butoane (pentru control);
  • LED de indicare a erorii;
  • tasta de control al ventilatorului (pentru a porni ventilatorul radiatorului lateral cald);
  • cheie stabilizatoare de comutare (pentru reglarea puterii elementului Peltier);
  • intrare analogică pentru măsurarea curentului de sarcină;
  • intrare analogică pentru măsurarea tensiunii de sarcină;
  • senzor de temperatură în cameră (senzor precis cu 1 fir DS18B20);
  • senzor de temperatură a radiatorului (nu am decis încă ce senzor, mai degrabă DS18B20);
  • semnale de comunicare computerizate.

Au fost 18 semnale în total. Placa Arduino UNO R3 sau Arduino NANO are 20 de pini. Au mai rămas 2 concluzii în rezervă. Poate vrei sa conectezi un alt buton, sau un LED, sau un senzor de umiditate, sau un ventilator lateral rece... Avem nevoie de 2 sau 3 intrari analogice, placa are 6. Adica. totul ni se potriveste.

Puteți aloca numere de pin imediat, puteți face în timpul dezvoltării. Am numit imediat. Conexiunea are loc prin conectori, puteți schimba oricând. Rețineți că atribuirile de pin nu sunt definitive.

stabilizatori de impuls.

Pentru stabilizarea precisă a temperaturii și funcționarea elementului Peltier în modul optim, este necesar să reglați puterea acestuia. Regulatoarele sunt analogice (liniare) și impuls (cheie).

Regulatoarele analogice sunt un element de reglare și o sarcină conectată în serie la o sursă de alimentare. Prin modificarea rezistenței elementului de reglare, se reglează tensiunea sau curentul de pe sarcină. Ca element de reglare, de regulă, se utilizează un tranzistor bipolar.

Elementul de control funcționează în modul liniar. I se alocă putere „extra”. La curenți mari, stabilizatorii de acest tip sunt foarte fierbinți, au o eficiență scăzută. Un regulator de tensiune liniar tipic este cipul 7805.

Această opțiune nu ne convine. Vom face un stabilizator de puls (cheie).

Stabilizatorii de comutare sunt diferiți. Avem nevoie de un regulator de comutare. Tensiunea de sarcină în astfel de dispozitive este întotdeauna mai mică decât tensiunea de alimentare. Circuitul regulatorului de comutare descendente arată astfel.

Și aceasta este o diagramă a regulatorului.

Tranzistorul VT funcționează în modul cheie, adică nu poate avea decât două stări: deschisă sau închisă. Dispozitivul de control, în cazul nostru, microcontrolerul, comută tranzistorul cu o anumită frecvență și ciclu de lucru.

  • Când tranzistorul este deschis, curentul circulă prin circuit: sursă de alimentare, comutator tranzistor VT, inductor L, sarcină.
  • Când cheia este deschisă, energia stocată în inductor este furnizată sarcinii. Curentul circulă prin circuit: inductor, diodă VD, sarcină.

Astfel, tensiunea constantă la ieșirea regulatorului depinde de raportul dintre timpul deschis (topen) și cheie privată(tclose), adică pe ciclul de lucru al impulsurilor de control. Prin schimbarea ciclului de lucru, microcontrolerul poate modifica tensiunea la sarcină. Condensatorul C netezește ondulația tensiunii de ieșire.

Principalul avantaj al acestei metode de reglare este eficiența ridicată. Tranzistorul este întotdeauna pornit sau oprit. Prin urmare, puțină putere este disipată pe el - întotdeauna fie tensiunea pe tranzistor este aproape de zero, fie curentul este 0.

aceasta schema clasica regulator descendente. În ea, tranzistorul cheie este rupt din firul comun. Tranzistorul este dificil de condus, necesitând circuite de polarizare speciale la șina de tensiune de alimentare.

Așa că am schimbat schema. În ea, sarcina este deconectată de la firul comun, dar o cheie este atașată la firul comun. Această soluție vă permite să controlați comutatorul tranzistorului de la semnalul microcontrolerului folosind un simplu driver-amplificator de curent.

  • Când cheia este închisă, curentul intră în sarcină prin circuit: sursă de alimentare, inductor L, cheie VT (calea curentului este afișată în roșu).
  • Când cheia este deschisă, energia acumulată în inductor este returnată la sarcină prin dioda regenerativă VD (calea curentului este afișată cu albastru).

Implementarea practică a regulatorului cheie.

Trebuie să implementăm un nod regulator de comutare cu următoarele funcții:

  • controlerul de cheie propriu-zis (cheie, choke, diodă regenerativă, condensator de netezire);
  • circuit de măsurare a tensiunii de sarcină;
  • circuit de măsurare a curentului regulator;
  • protecţie la supracurent hardware.

Eu, practic fără modificări, am luat circuitul regulatorului de la.

Schema unui regulator de comutare pentru lucrul cu o placă Arduino.

Am folosit tranzistoare MOSFET IRF7313 ca comutator de alimentare. Într-un articol despre creșterea puterii controlerului elementului Peltier, am scris în detaliu despre acești tranzistori, despre o posibilă înlocuire și despre cerințele pentru tranzistoarele cheie pentru acest circuit. Iată un link către documentația tehnică.

Pe tranzistoarele VT1 și VT2, este asamblat un driver de tranzistor MOSFET cheie. Acesta este doar un amplificator de curent, în ceea ce privește tensiunea chiar atenuează semnalul la aproximativ 4,3 V. Prin urmare, tranzistorul cheie trebuie să aibă un prag scăzut. Există diferite moduri de implementare a driverelor MOSFET. Inclusiv utilizarea driverelor integrate. Această opțiune este cea mai ușoară și mai ieftină.

Pentru a măsura tensiunea la sarcină, se folosește un divizor R1, R2. Cu astfel de valori ale rezistenței și o sursă de tensiune de referință de 1,1 V, domeniul de măsurare este 0 ... 17,2 V. Circuitul vă permite să măsurați tensiunea la a doua bornă de sarcină în raport cu firul comun. Calculăm tensiunea la sarcină, cunoscând tensiunea sursei de alimentare:

Uload = Usupply - Umăsurat.

Este clar că precizia măsurării va depinde de stabilitatea menținerii tensiunii sursei de alimentare. Dar nu avem nevoie de o precizie ridicată în măsurarea tensiunii, curentului, puterii de sarcină. Trebuie să măsurăm cu precizie și să menținem doar temperatura. O vom măsura cu mare precizie. Iar dacă sistemul arată că elementul Peltier are o putere de 10 W, dar de fapt va fi de 10,5 W, acest lucru nu va afecta în niciun fel funcționarea dispozitivului. Acest lucru se aplică tuturor celorlalți parametri energetici.

Curentul este măsurat folosind un senzor de curent cu rezistență R8. Componentele R6 și C2 formează un filtru trece-jos simplu.

Cea mai simplă protecție hardware este asamblată pe elementele R7 și VT3. Dacă curentul din circuit depășește 12 A, atunci tensiunea la rezistorul R8 va atinge pragul de deschidere a tranzistorului de 0,6 V. Tranzistorul se va deschide și va închide pinul RES (reset) al microcontrolerului la masă. Totul ar trebui să se oprească. Din păcate, pragul pentru o astfel de protecție este determinat de tensiunea bază-emițător a tranzistorului bipolar (0,6 V). Din acest motiv, protecția funcționează doar la curenți semnificativi. Puteți folosi un comparator analog, dar acest lucru va complica circuitul.

Curentul va fi măsurat mai precis cu o creștere a rezistenței senzorului de curent R8. Dar acest lucru va duce la eliberarea unei puteri semnificative asupra acestuia. Chiar și cu o rezistență de 0,05 ohmi și un curent de 5 A, 5 * 5 * 0,05 = 1,25 wați este disipat pe rezistența R8. Rețineți că rezistența R8 are o putere de 2 wați.

Acum, ce curent măsurăm. Măsurăm consumul de curent al regulatorului de comutare de la sursa de alimentare. Circuitul de măsurare a acestui parametru este mult mai simplu decât circuitul de măsurare a curentului de sarcină. Sarcina noastră este „deslegată” de firul comun. Pentru ca sistemul să funcționeze, este necesar să se măsoare puterea electrică pe elementul Peltier. Calculăm puterea consumată de regulator înmulțind tensiunea de alimentare cu curentul absorbit. Să presupunem că regulatorul nostru are o eficiență de 100% și să decidem că aceasta este puterea elementului Peltier. De fapt, eficiența regulatorului va fi de 90-95%, dar această eroare nu va afecta în niciun fel funcționarea sistemului.

Componentele L2, L3, C5 sunt un simplu filtru RFI. Poate să nu fie necesar.

Calculul clapetei de accelerație a stabilizatorului cheii.

Accelerația are doi parametri care sunt importanți pentru noi:

  • inductanţă;
  • curent de saturație.

Inductanța necesară a inductorului este determinată de frecvența PWM și de ondulația admisă a curentului inductorului. Există o mulțime de informații despre acest subiect. Voi da cel mai simplificat calcul.

Am aplicat tensiune la inductor și curentul prin acesta a început să crească curentul. Crește, dar nu a apărut, deoarece ceva curent trecea deja prin inductor în momentul în care am fost pornit).


Tranzistorul este deschis. Tensiunea este conectată la clapetea de accelerație:

Uchoke = Usupply - Uload.

Curentul prin inductor a început să crească conform legii:

Ichoke = Uchoke * topen / L

  • topen - durata pulsului cheii publice;
  • L - inductanță.

Acestea. valoarea curentului de ondulare al inductorului sau cât de mult a crescut curentul în timpul cheii deschise este determinată de expresia:

Ioff - Ion = Uchoke * topen / L

Tensiunea de sarcină se poate modifica. Și determină tensiunea la accelerație. Există formule care țin cont de acest lucru. Dar în cazul nostru, aș lua următoarele valori:

  • tensiune de alimentare 12 V;
  • tensiune minima pe elementul Peltier 5 V;
  • înseamnă tensiunea maximă pe accelerație 12 - 5 \u003d 7 V.

Durata pulsului cheii publice este determinată de frecvența perioadei PWM. Cu cât este mai mare, cu atât are nevoie de inductanță mai mică. Frecvența maximă PWM a plăcii Arduino este de 62,5 kHz. Vă voi spune cum să obțineți o astfel de frecvență în lecția următoare. O vom folosi.

Să luăm cel mai rău caz - PWM comută exact la mijlocul perioadei.

  • Durata perioadei 1/62500 Hz = 0,000016 sec = 16 µs;
  • Durata cheii publice = 8 µs.

Ondularea curentului în astfel de circuite este de obicei setată la 20% din curentul mediu. A nu se confunda cu ondularea tensiunii de ieșire. Ele sunt netezite de condensatori la ieșirea circuitului.

Dacă permitem un curent de 5 A, atunci luăm o ondulație de curent de 10% sau 0,5 A.

L = Uchoke * topen / Ipulsation = 7 * 8 / 0,5 = 112 μH.

Curentul de saturație al inductorului.

Totul în lume are o limită. Și accelerația de asemenea. La un anumit curent, încetează să mai fie o inductanță. Acesta este curentul de saturație al inductorului.

În cazul nostru, curentul maxim al inductorului este definit ca curentul mediu plus ondulația, adică. 5,5 A. Dar este mai bine să alegeți curentul de saturație cu o marjă. Dacă dorim ca protecția hardware să funcționeze în această versiune a circuitului, atunci trebuie să fie de cel puțin 12 A.

Curentul de saturație este determinat de spațiul de aer din miezul magnetic al inductorului. În articole despre controlerele de elemente Peltier, am vorbit despre designul clapetei de accelerație. Dacă încep să extind acest subiect în detaliu, atunci vom părăsi Arduino, programare și nu știu când vom reveni.

Accelerația mea arată așa.


Desigur, firul înfășurării inductorului trebuie să aibă o secțiune transversală suficientă. Calculul este simplu - determinarea pierderilor de căldură datorită rezistenței active a înfășurării.

Rezistenta activa la infasurare:

Ra = ρ * l / S,

  • Ra este rezistența activă a înfășurării;
  • Ρ – rezistivitatea materialului, pentru cupru 0,0175 Ohm mm2/m;
  • l este lungimea înfășurării;
  • S este secțiunea transversală a firului de înfășurare.

Pierderi termice pe rezistența activă a inductorului:

Regulatorul cheie atrage un curent decent de la sursa de alimentare și acest curent nu trebuie lăsat să treacă prin placa Arduino. Diagrama arată că firele de la sursa de alimentare sunt conectate direct la condensatoarele de blocare C6 și C7.

Curenții principali de impuls ai circuitului trec prin circuitul C6, sarcină, L1, D2, R8. Acest lanț trebuie să fie închis prin zale cu o lungime minimă.

Firul comun și magistrala de alimentare a plăcii Arduino sunt conectate la condensatorul de blocare C6.

Firele de semnal dintre placa Arduino și modulul de reglare a cheii trebuie să aibă lungimea minimă. Condensatorii C1 și C2 sunt cel mai bine plasați pe conectorii de pe placă.

Am asamblat placa de circuit. Lipite doar componentele necesare. Circuitul meu asamblat arată așa.

Am setat PWM-ul la 50% și am verificat funcționarea circuitului.

  • Când este alimentată de la un computer, placa a format un anumit PWM.
  • Cu alimentare autonomă de la o sursă de alimentare externă, totul a funcționat excelent. Pe clapetă s-au format impulsuri cu fronturi bune, a existat o tensiune constantă la ieșire.
  • Când am pornit alimentarea atât de la computer, cât și de la sursa externă de alimentare în același timp, placa Arduino s-a ars.

Greșeala mea stupidă. Lasă-mă să-ți spun ca să nu repete nimeni. În general, atunci când conectați o sursă de alimentare externă, trebuie să aveți grijă, sunați toate conexiunile.

Mi s-a întâmplat următoarele. Nu era nicio diodă VD2 în circuit. L-am adăugat după această problemă. M-am gândit că placa poate fi alimentată de la o sursă externă prin pinul Vin. El însuși a scris în lecția 2 că placa poate fi alimentată de la o sursă externă prin conector (semnal RWRIN). Dar am crezut că e același semnal, doar pe conectori diferiți.

0 Categorie: . Puteți marca.

Dispozitivul are un meniu. Intrarea în meniu, deplasarea în el și ieșirea se efectuează prin apăsarea simultană a butoanelor „H” și „B”. În acest proces, pe indicator apare mnemonicul corespunzător, „H-U”, „B-U” (limitele inferioare și superioare de tensiune), „H-I”, „B-I” (limitele inferioare și superioare de curent), „P-0” , "P-1" - modul manual sau automat, pornirea releului după revenirea tensiunii sau curentului în limitele specificate. „-З-” indică faptul că parametrii setați sunt scrierea în memoria nevolatilă și iese din modul meniu. În modul meniu, butoanele „H” și „B” vă permit să schimbați parametrii într-o direcție sau alta, iar apăsarea butonului timp de aproximativ 3 secunde accelerează schimbarea parametrului. Schimbarea are loc într-un cerc, 99,8-99,9-0,0-0,01 etc. Când limitele stabilite sunt depășite, releul se oprește, indicatorul începe să clipească, semnalând un accident. Acea. dispozitivul permite atât încărcarea, cât și descărcarea bateriei până la o anumită tensiune. În plus, mod auto vă permite să păstrați bateria în permanență încărcată, iar manual, să controlați capacitatea bateriei, în A/ore.

Câteva note. Nu uitați să alimentați 74HC595, 16n-+5V, 8n-masă. Pe butoane, este mai bine să folosiți o pereche de rezistențe 3K3 și 10K. Polaritatea indicatorului nu contează, acesta este selectat de un rezistor pe al 11-lea picior al controlerului (ca în diagramă).

Exemplu de aplicație pentru încărcarea/descărcarea AB:

Fișier hex pentru microcontroler PIC16F676, cu funcții de control.
Nu aveți acces pentru a descărca fișiere de pe serverul nostru- fisier firmware pentru voltampermetru cu parametrii Umax=99.9V; Imax=9,99A; Pmax=99,9/999W; Cmax=9,99 A/h.
Nu aveți acces pentru a descărca fișiere de pe serverul nostru- voltampermetru hex_file cu funcții trunchiate, doar Umax=99,9V și Imax=9,99A

Creare plăci de bază cu un număr crescut de faze de putere a procesorului, acesta devine treptat un fel de competiție între producătorii de plăci de bază. De exemplu, destul de recent, Gigabyte a produs plăci cu surse de alimentare cu procesor cu 12 faze, dar în plăcile pe care le produce în prezent, numărul de faze a crescut la 24. Dar este cu adevărat necesar să folosim un număr atât de mare de faze de putere și de ce unii producători le cresc în mod constant, încercând să se dovedească rezonabil că cu cât mai mult, cu atât mai bine, în timp ce alții se mulțumesc cu un număr mic de faze de putere? Poate că un număr mare de faze de alimentare a procesorului nu este altceva decât un truc de marketing conceput pentru a atrage atenția consumatorilor asupra produselor lor? În acest articol, vom încerca să dăm un răspuns motivat la această întrebare și, de asemenea, să luăm în considerare în detaliu principiile de funcționare a surselor de alimentare cu comutare multifazică pentru procesoare și alte elemente ale plăcilor de bază (chipset-uri, memorie etc.).

Un pic de istorie

După cum știți, toate componentele plăcilor de bază (procesor, chipset, module de memorie etc.) sunt alimentate de o sursă de alimentare care este conectată la un conector special de pe placa de bază. Amintiți-vă că pe orice placă de bază modernă există un conector de alimentare ATX cu 24 de pini, precum și un conector de alimentare suplimentar cu 4 pini (ATX12V) sau 8 pini (EPS12V).

Toate sursele de alimentare generează o tensiune constantă de ±12, ±5 și +3,3 V, totuși, este clar că diferitele microcircuite ale plăcii de bază necesită o tensiune constantă de alte denumiri (mai mult, diferite microcircuite necesită tensiuni de alimentare diferite) și, prin urmare, apare problema de conversie și stabilizare a tensiunii constante primite de la sursa de alimentare în tensiunea de curent continuu necesară pentru alimentarea unui anumit cip de placă de bază (conversie DC-DC). Pentru a face acest lucru, plăcile de bază folosesc convertoare (convertoare) de tensiune adecvate, care scad tensiunea nominală a sursei de alimentare la valoarea necesară.

Există două tipuri de convertoare DC-DC: liniare (analogice) și impulsuri. Convertoarele liniare de tensiune pe plăcile de bază nu se mai găsesc astăzi. În aceste convertoare, tensiunea este redusă prin scăderea unei părți din tensiune pe elementele rezistive și disipând o parte din puterea consumată sub formă de căldură. Astfel de convertoare erau dotate cu radiatoare puternice și erau foarte fierbinți. Cu toate acestea, odată cu creșterea puterii (și, în consecință, a curenților) consumați de componentele plăcii de bază, convertoarele liniare de tensiune au fost forțate să fie abandonate, deoarece a existat o problemă de răcire a acestora. Toate plăcile de bază moderne folosesc convertoare DC-DC comutatoare, care se încălzesc mult mai puțin decât cele liniare.

Un convertor DC/DC redus pentru alimentarea unui procesor este adesea denumit VRM (Voltage Regulation Module) sau VRD (Voltage Regulator Down). Diferența dintre VRM și VRD este că modulul VRD este amplasat direct pe placa de bază, în timp ce VRM este un modul extern instalat într-un slot special de pe placa de bază. În prezent, modulele VRM externe practic nu sunt găsite, iar toți producătorii folosesc module VRD. Cu toate acestea, numele VRM în sine a prins atât de mult rădăcini încât a devenit comun și acum este folosit chiar pentru a face referire la modulele VRD.

Regulatoarele de tensiune de comutare utilizate pentru chipset-ul, memoria și alte microcircuite ale plăcilor de bază nu au propriul nume specific, cu toate acestea, nu diferă în principiu de VRD. Diferența este doar în numărul de faze de putere și tensiunea de ieșire.

După cum știți, orice convertor de tensiune este caracterizat de tensiunea de alimentare de intrare și de ieșire. În ceea ce privește tensiunea de alimentare de ieșire, aceasta este determinată de microcircuitul specific pentru care se folosește regulatorul de tensiune. Dar tensiunea de intrare poate fi fie de 5, fie de 12 V.

Anterior (în timpul procesoare Intel Pentium III) a folosit tensiune de intrare de 5 V pentru comutarea regulatoarelor de tensiune, dar ulterior producătorii de plăci de bază au început să folosească mai des tensiunea de intrare de 12 V, iar acum toate plăcile folosesc tensiune de alimentare de 12 V ca tensiune de intrare a regulatoarelor de tensiune de comutare.

Principiul de funcționare al unui regulator de tensiune de alimentare cu comutare monofazată

Înainte de a trece la considerarea regulatoarelor de tensiune de alimentare cu comutare multifazică, să luăm în considerare principiul de funcționare al celui mai simplu regulator de tensiune de comutare monofazat.

Componentele regulatorului de tensiune de comutare

Convertorul de tensiune de alimentare cu comutație conține practic un controler PWM (controler PWM) - o cheie electronică care este controlată de un controler PWM și conectează și deconectează periodic sarcina la linia de tensiune de intrare, precum și un filtru LC inductiv-capacitiv la atenuează ondulațiile de tensiune de ieșire. PWM este o abreviere pentru Pulse Wide Modulation (modulație pe lățime a impulsului, PWM). Principiul de funcționare al unui convertor de tensiune descendente în impulsuri este următorul. Controlerul PWM creează o secvență de impulsuri de tensiune de control. Un semnal PWM este o secvență de impulsuri de tensiune dreptunghiulare caracterizate prin amplitudine, frecvență și ciclu de lucru (Fig. 1).

Orez. 1. Semnal PWM și principalele sale caracteristici

Ciclul de lucru al unui semnal PWM este raportul dintre intervalul de timp în care are semnalul nivel inalt, la perioada semnalului PWM: = / T.

Semnalul generat de controlerul PWM este utilizat pentru a controla cheia electronică, care periodic, la frecvența semnalului PWM, conectează și deconectează sarcina la linia de alimentare de 12 V. Amplitudinea semnalului PWM trebuie să fie astfel încât să poată poate fi folosit pentru a controla cheia electronică.

În consecință, ieșirea cheie electronică există o secvență de impulsuri dreptunghiulare cu o amplitudine de 12 V și o rată de repetiție egală cu frecvența impulsurilor PWM. Din cursul de matematică se știe că orice semnal periodic poate fi reprezentat ca o serie armonică (seria Fourier). În special, o secvență periodică de impulsuri dreptunghiulare de aceeași durată, atunci când este prezentată ca o serie, va avea o componentă constantă invers proporțională cu ciclul de lucru al impulsurilor, adică direct proporțională cu durata acestora. Prin trecerea impulsurilor primite printr-un filtru trece-jos (LPF) cu o frecvență de tăiere mult mai mică decât rata de repetare a impulsurilor, această componentă constantă poate fi ușor izolată, obținându-se o tensiune constantă stabilă. Prin urmare, convertoarele de tensiune în impulsuri conțin și un filtru de joasă frecvență care netezește (rectifică) o secvență de impulsuri de tensiune dreptunghiulare. Diagrama bloc structurală un astfel de convertor de tensiune descendente în impulsuri este prezentat în fig. 2.

Orez. 2. Schema bloc structurală a unui astfel de step-down pulsat
convertor de tensiune

Ei bine, acum să ne uităm la elementele unui convertor de tensiune de alimentare cu impulsuri buck mai detaliat.

Cheie electronică și driver de control

O pereche de MOSFET-uri cu canale n (MOSFET) este întotdeauna folosită ca o cheie electronică pentru comutarea convertoarelor de tensiune de alimentare ale componentelor plăcii de bază, conectate în așa fel încât drenul unui tranzistor să fie conectat la linia de alimentare de 12 V, sursa de acest tranzistor este conectat la punctul de ieșire și drenul altui tranzistor, iar sursa celui de-al doilea tranzistor este legată la pământ. Tranzistoarele acestui comutator electronic (uneori numit întrerupător de alimentare) funcționează în așa fel încât unul dintre tranzistori este întotdeauna în starea deschisă, iar celălalt în starea închisă.

Pentru a controla comutarea MOSFET-urilor, semnalele de control sunt aplicate porților acestor tranzistoare. Semnalul de control al controlerului PWM este folosit pentru a comuta MOSFET-urile, cu toate acestea, acest semnal nu este alimentat direct la porțile tranzistoarelor, ci printr-un cip special numit driver MOSFET sau driver de fază de putere. Acest șofer controlează comutarea MOSFET-urilor la o frecvență stabilită de controlerul PWM, aplicând tensiunile de comutare necesare porților tranzistoarelor.

Când tranzistorul conectat la linia de alimentare de 12 V este pornit, al doilea tranzistor, conectat prin drenajul său la sursa primului tranzistor, este oprit. În acest caz, linia de alimentare de 12 V este conectată la sarcină printr-un filtru de netezire. Când tranzistorul conectat la linia de alimentare de 12 V este închis, al doilea tranzistor este pornit și linia de alimentare de 12 V este deconectată de la sarcină, dar sarcina este conectată la masă printr-un filtru de netezire în acest moment.

Filtru LC trece jos

Filtrul de netezire sau trece-jos este un filtru LC, adică o inductanță conectată în serie cu sarcina și o capacitate conectată în paralel cu sarcina (Fig. 3).

Orez. 3. Schema unui convertor de tensiune a impulsurilor monofazate

După cum se știe de la cursul de fizică, dacă la intrarea unui astfel de filtru LC este aplicat un semnal armonic de o anumită frecvență U în (f), apoi tensiunea la ieșirea filtrului U out (f) depinde de reactanțele inductanței (Z L = j2fc) si condensator Z c = 1/(j2fc). Coeficientul de transfer al unui astfel de filtru K(f) =(U out (f))/(U in (f)) poate fi calculată luând în considerare un divizor de tensiune format din rezistențe dependente de frecvență. Pentru un filtru descărcat, obținem:

K(f) = Z c /(Z c + Z L)= 1/(1 – (2 f) 2LC)

Sau, dacă introducem notația f0 = 2/, atunci obținem:

K(f) = 1/(1 – (f/f0) 2)

Din această formulă se poate observa că coeficientul de transfer al unui filtru LC ideal descărcat crește la nesfârșit odată cu apropierea de frecvență. f0, iar apoi, la f>f0, scade proportional 1/f2. La frecvențe joase (f coeficientul de transmisie este aproape de unitate și la mare (f>f0)- la zero. Prin urmare, frecvența f 0 se numește frecvența de tăiere a filtrului.

După cum sa menționat deja, netezirea impulsurilor de tensiune folosind un filtru LC este necesară, astfel încât frecvența de tăiere a filtrului f 0 = 2/ a fost semnificativ mai mic decât rata de repetiție a impulsurilor de tensiune. Această condiție vă permite să alegeți capacitatea și inductanța necesară a filtrului. Cu toate acestea, haideți să ne îndepărtam de la formule și să încercăm să explicăm principiul filtrului într-un limbaj mai simplu.

În momentul în care întrerupătorul de alimentare este deschis (tranzistorul T 1 este deschis, tranzistorul T 2 este închis), energia de la sursa de intrare este transferată la sarcină prin inductanță Lîn care este stocată energia. Curentul care curge prin circuit nu se schimbă instantaneu, ci treptat, deoarece EMF care apare în inductanță împiedică schimbarea curentului. În același timp, se încarcă și condensatorul instalat în paralel cu sarcina.

După ce întrerupătorul de alimentare se închide (tranzistorul T 1 este închis, tranzistorul T 2 este deschis), curentul de la linia de tensiune de intrare nu curge în inductanță, dar conform legilor fizicii, EMF de inducție emergentă menține direcția curentului. Adică, în această perioadă, curentul este furnizat sarcinii de la elementul inductiv. Pentru ca circuitul să se închidă și curentul să circule către condensatorul de netezire și către sarcină, tranzistorul T 2 se deschide, oferind un circuit închis și un flux de curent de-a lungul căii inductanță - capacitate și sarcină - tranzistor T 2 - inductanță.

După cum sa menționat deja, folosind un astfel de filtru de netezire, puteți obține o tensiune la sarcină care este proporțională cu ciclul de lucru al impulsurilor de control PWM. Cu toate acestea, este clar că, cu această metodă de netezire, tensiunea de ieșire va avea ondulații ale tensiunii de alimentare în raport cu o valoare medie (tensiune de ieșire) - fig. 4. Mărimea ondulației de tensiune la ieșire depinde de frecvența de comutare a tranzistoarelor, de valoarea capacității și a inductanței.

Orez. 4. Ondularea de tensiune după netezire cu un filtru LC

Funcții de stabilizare a tensiunii de ieșire și controler PWM

După cum sa menționat deja, tensiunea de ieșire depinde (pentru o anumită sarcină, frecvență, inductanță și capacitate) de ciclul de lucru al impulsurilor PWM. Deoarece curentul prin sarcină se modifică dinamic, apare problema stabilizării tensiunii de ieșire. Acest lucru se face în felul următor. Controlerul PWM care generează semnale de comutare a tranzistorului este conectat la sarcină într-o buclă părereși monitorizează continuu tensiunea de ieșire la sarcină. În interiorul controlerului PWM, este generată o tensiune de alimentare de referință, care ar trebui să fie pe sarcină. Controlerul PWM compară constant tensiunea de ieșire cu tensiunea de referință și, dacă apare o nepotrivire U, atunci acest semnal de eroare este folosit pentru a modifica (corecta) ciclul de lucru al impulsurilor PWM, adică modificarea ciclului de lucru al impulsurilor ~ U. Astfel, se realizează stabilizarea tensiunii de ieșire.

Desigur, apare întrebarea: cum știe controlerul PWM despre tensiunea de alimentare necesară? De exemplu, dacă vorbim despre procesoare, atunci, după cum știți, tensiunea de alimentare diferite modele procesorul poate fi diferit. În plus, chiar și pentru același procesor, tensiunea de alimentare se poate schimba dinamic în funcție de sarcina sa curentă.

Controlerul PWM învață despre tensiunea nominală de alimentare necesară prin semnalul VID (Voltage Identifier). Pentru procesoare moderne Intel core Procesoarele i7 care acceptă specificația de putere VR 11.1, semnalul VID este de 8 biți, iar pentru procesoarele vechi care sunt compatibile cu specificația VR 10.0, semnalul VID a fost de 6 biți. Semnalul VID pe 8 biți (o combinație de 0 și 1) vă permite să setați 256 de niveluri diferite de tensiune a procesorului.

Limitările unui regulator de tensiune de alimentare cu comutare monofazată

Circuitul monofazat al regulatorului de tensiune de alimentare în comutație considerat de noi este simplu în execuție, dar are o serie de limitări și dezavantaje.

Dacă vorbim despre limitarea unui regulator de tensiune de alimentare cu comutare monofazată, atunci constă în faptul că MOSFET-urile, inductanțele (chokes) și capacităile au o limită a curentului maxim care poate fi trecut prin ele. De exemplu, pentru majoritatea tranzistoarelor MOSFET care sunt utilizate în regulatoarele de tensiune ale plăcii de bază, limita de curent este de 30 A. În același timp, procesoarele în sine, cu o tensiune de alimentare de aproximativ 1 V și un consum de energie mai mare de 100 W, consumă mai mult de 100 A. Este clar că, dacă la o astfel de putere de curent este utilizat un regulator de tensiune de alimentare monofazat, atunci elementele sale se vor „arde”.

Dacă vorbim despre dezavantajul unui regulator de tensiune de alimentare cu comutare monofazată, atunci acesta constă în faptul că tensiunea de alimentare de ieșire are ondulații, ceea ce este extrem de nedorit.

Pentru a depăși limitările curente ale regulatoarelor de tensiune de comutare, precum și pentru a minimiza ondularea tensiunii de ieșire, sunt utilizate regulatoare de tensiune de comutare polifazate.

Regulatoare de tensiune de comutare multifazate

În regulatoarele de tensiune cu comutare polifazată, fiecare fază este formată dintr-un driver de comutare MOSFET, o pereche de MOSFET în sine și un filtru de netezire LC. În acest caz, se utilizează un controler PWM multicanal, la care sunt conectate mai multe faze de putere în paralel (Fig. 5).

Orez. 5. Schema structurala regulator de tensiune de alimentare cu comutare multifazat

Utilizarea unui regulator de tensiune de alimentare cu fază N vă permite să distribuiți curentul peste toate fazele și, prin urmare, curentul care curge prin fiecare fază va fi în N ori mai puțin decât curentul de sarcină (în special, procesorul). De exemplu, dacă utilizați un regulator de tensiune de alimentare a procesorului cu 4 faze cu o limită de curent de 30 A în fiecare fază, atunci curentul maxim prin procesor va fi de 120 A, ceea ce este suficient pentru majoritatea procesoarelor moderne. Cu toate acestea, dacă sunt utilizate procesoare cu un TDP de 130 W sau se așteaptă posibilitatea de overclockare a procesorului, atunci este recomandabil să folosiți nu un regulator de tensiune de alimentare a procesorului cu comutare cu 4 faze, ci un procesor cu comutare în 6 faze sau să folosiți bobine, condensatoare și MOSFET-uri proiectate pentru un curent mai mare în fiecare fază de alimentare.

Pentru a reduce ondulația tensiunii de ieșire în regulatoarele de tensiune cu mai multe faze, toate fazele funcționează în sincronism cu timpul s m deplasare unul față de celălalt. Dacă T este perioada de comutare a MOSFET-urilor (perioada semnalului PWM) și este utilizat N faze, atunci va fi decalajul de timp pentru fiecare fază T/N(Fig. 6). Controlerul PWM este responsabil pentru sincronizarea semnalelor PWM pentru fiecare fază cu o schimbare de timp.

Orez. 6. Schimbări temporale ale semnalelor PWM într-un regulator de tensiune polifazat

Ca urmare a faptului că toate fazele lucrează cu timpul s m deplasare unul față de celălalt, ondulația tensiunii de ieșire și a curentului pentru fiecare fază va fi, de asemenea, deplasată de-a lungul axei timpului unul față de celălalt. Curentul total care trece prin sarcină va fi suma curenților din fiecare fază, iar ondulația de curent rezultată va fi mai mică decât ondulația de curent în fiecare fază (Fig. 7).

Orez. 7. Curent pe fază
și curentul de sarcină rezultat
în regulator trifazat Voltaj

Deci, principalul avantaj al regulatoarelor de tensiune de alimentare cu comutare multifazică este că permit, în primul rând, depășirea limitei de curent și, în al doilea rând, reducerea ondulației tensiunii de ieșire cu aceeași capacitate și inductanță a filtrului de netezire.

Regulatoare de tensiune multifazice discrete și tehnologie DrMOS

După cum am observat deja, fiecare fază de putere este formată dintr-un driver de control, două MOSFET-uri, o bobină și un condensator. În același timp, un controler PWM controlează simultan mai multe faze de putere. Din punct de vedere structural, pe plăcile de bază, toate componentele de fază pot fi discrete, adică există un cip driver separat, două tranzistoare MOSFET separate, un inductor și o capacitate separată. Această abordare discretă este folosită de majoritatea producătorilor de plăci de bază (ASUS, Gigabyte, ECS, AsRock etc.). Cu toate acestea, există o abordare ușor diferită, când în loc să utilizați un cip driver separat și două tranzistoare MOSFET, este utilizat un cip care combină atât tranzistoarele de putere, cât și un driver. Această tehnologie a fost dezvoltată de Intel și numită DrMOS, ceea ce înseamnă literalmente Driver + MOSFET. Bineînțeles, în acest caz se utilizează și condensatoare separate, iar un controler PWM multicanal este folosit pentru a controla toate fazele.

În prezent, tehnologia DrMOS este folosită doar pe plăcile de bază MSI. Este destul de dificil să vorbim despre avantajele tehnologiei DrMOS în comparație cu modul tradițional discret de organizare a fazelor de putere. Aici, mai degrabă, totul depinde de cipul DrMOS specific și de caracteristicile acestuia. De exemplu, dacă vorbim despre noi plăci MSI pentru procesoarele din familia Intel Core i7, atunci acestea folosesc cipul Renesas R2J20602 DrMOS (Fig. 8). De exemplu, pe Placa MSI Eclipse Plus folosește un regulator de tensiune a procesorului cu 6 faze (Fig. 9) bazat pe un controler PWM cu 6 canale Intersil ISL6336A (Fig. 10) și cipuri Renesas R2J20602 DrMOS.

Orez. 8. DrMOS Chip Renesas R2J20602

Orez. 9. Regulator de tensiune procesor cu șase faze
bazat pe controlerul PWM cu 6 canale Intersil ISL6336A
și CI DrMOS Renesas R2J20602 pe placa MSI Eclipse Plus

Orez. 10. Controler PWM cu șase canale
Intersil ISL6336A

Renesas R2J20602 DrMOS IC acceptă frecvențe de comutare MOSFET de până la 2 MHz și este foarte eficient. Cu o tensiune de intrare de 12 V, o ieșire de 1,3 V și o frecvență de comutare de 1 MHz, eficiența sa este de 89%. Limita de curent este de 40 A. Este clar că cu o sursă de alimentare cu procesor în șase faze este prevăzută o rezervă de curent de cel puțin două ori pentru microcircuitul DrMOS. Cu o valoare reală a curentului de 25 A, consumul de energie (eliberat sub formă de căldură) al cipului DrMOS în sine este de doar 4,4 wați. De asemenea, devine evident că atunci când utilizați cipuri DrMOS Renesas R2J20602, nu este nevoie să folosiți mai mult de șase faze în regulatoarele de tensiune ale procesorului.

Intel în placa de bază Intel DX58S0 bazată pe Chipset Intel X58 pentru procesoarele Intel Core i7 folosește și un regulator de tensiune al procesorului în 6 faze, dar discret. Un controler PWM cu 6 canale ADP4000 de la On Semiconductor este folosit pentru a controla fazele de putere, iar microcircuitele ADP3121 sunt folosite ca drivere MOSFET (Fig. 11). Controlerul ADP4000 PWM acceptă interfața PMBus (Power Manager Bus) și este programabil pentru funcționare în 1, 2, 3, 4, 5 și 6 faze cu posibilitatea de a comuta numărul de faze în timp real. În plus, folosind interfața PMBus, puteți citi valorile curente ale curentului procesorului, tensiunea și consumul de energie. Nu se poate decât să regrete că Intel nu a implementat aceste caracteristici ale cipului ADP4000 în utilitarul de monitorizare a stării procesorului.

Orez. 11. Regulator de tensiune procesor cu șase faze
bazat pe controlerul ADP4000 PWM și driverele MOSFET ADP3121
pe o placă Intel DX58S0 (se arată două faze de alimentare)

De asemenea, rețineți că fiecare fază de putere utilizează tranzistoare de putere MOSFET On Semiconductor NTMFS4834N cu o limită de curent de 130 A. Este ușor de ghicit că, cu astfel de limite de curent, tranzistoarele de putere în sine nu sunt blocajul fazei de putere. În acest caz, limita de curent pe faza de alimentare impune o bobine. În circuitul regulator de tensiune luat în considerare, sunt utilizate șocuri PULSE PA2080.161NL cu o limită de curent de 40 A, dar este clar că, chiar și cu o astfel de limită de curent, șase faze ale sursei de alimentare a procesorului sunt suficiente și există o marjă mare. pentru overclockare extremă a procesorului.

Tehnologia de comutare dinamică a fazelor

Aproape toți producătorii de plăci de bază folosesc acum tehnologia comutare dinamică numarul de faze de putere a procesorului (vorbim de placi pentru procesoare Intel). De fapt, această tehnologie nu este deloc nou și a fost dezvoltat de Intel cu mult timp în urmă. Cu toate acestea, așa cum se întâmplă adesea, după ce a apărut, această tehnologie s-a dovedit a fi nerevendicată de piață și a stat mult timp în „depozite”. Și numai atunci când ideea reducerii consumului de energie al computerelor a pus stăpânire în mintea dezvoltatorilor, aceștia și-au amintit de comutarea dinamică a fazelor de putere a procesorului. Producătorii de plăci de bază încearcă să treacă această tehnologie drept a lor și să vină cu diferite nume pentru ea. De exemplu, Gigabyte îl numește Advanced Energy Saver (AES), ASRock îl numește Intelligent Energy Saver (IES), ASUS îl numește EPU și MSI îl numește Active Phase Switching (APS). Cu toate acestea, în ciuda varietății de nume, toate aceste tehnologii sunt implementate exact în același mod și, desigur, nu sunt proprietare. Mai mult, capacitatea de a comuta fazele de alimentare ale procesorului este încorporată în specificația Intel VR 11.1, iar toate controlerele PWM care sunt compatibile cu specificația VR 11.1 o acceptă. De fapt, producătorii de plăci de bază nu au de ales aici. Acestea sunt fie controlere PWM de la Intersil (de exemplu, controlerul PWM cu 6 canale Intersil ISL6336A), fie controlere PWM de la On Semiconductor (de exemplu, controlerul PWM cu 6 canale ADP4000). Controllerele de la alte companii sunt folosite mai rar. Atât controlerele compatibile cu Intersil, cât și On Semiconductor VR 11.1 acceptă comutarea dinamică a fazei de putere. Singura întrebare este cum folosește producătorul plăcii de bază capabilitățile controlerului PWM.

În mod firesc, se pune întrebarea: de ce tehnologia de comutare dinamică a fazelor de putere este numită economisire a energiei și care este eficiența aplicării sale?

Luați în considerare, de exemplu, o placă de bază cu un regulator de tensiune a procesorului cu 6 faze. Dacă procesorul nu este foarte încărcat, ceea ce înseamnă că curentul consumat de acesta este mic, este foarte posibil să te descurci cu două faze de putere, iar nevoia de șase faze apare atunci când procesorul este puternic încărcat, când curentul consumat de atinge valoarea sa maximă. Într-adevăr, este posibil să se facă ca numărul de faze de putere implicate să corespundă curentului consumat de procesor, adică astfel încât fazele de putere să fie comutate dinamic în funcție de sarcina procesorului. Dar nu este mai ușor să folosești toate cele șase faze de putere la orice curent de procesor? Pentru a răspunde la această întrebare, trebuie să țineți cont de faptul că orice regulator de tensiune în sine consumă o parte din electricitatea pe care o convertește, care este eliberată sub formă de căldură. Prin urmare, una dintre caracteristicile unui convertor de tensiune este eficiența acestuia sau eficiența energetică, adică raportul dintre puterea transferată la sarcină (la procesor) și puterea consumată de regulator, care este suma puterii. consumată de sarcină și puterea consumată de regulatorul însuși. Eficiența energetică a regulatorului de tensiune depinde de valoarea curentă a curentului procesorului (sarcina acestuia) și de numărul de faze de putere implicate (Fig. 12).

Orez. 12. Dependența de eficiență (eficiență) energetică a regulatorului de tensiune
pe curentul procesorului cu un număr diferit de faze de putere

Dependența eficienței energetice a regulatorului de tensiune de curentul procesorului cu un număr constant de faze de putere este următoarea. Inițial, odată cu creșterea curentului de sarcină (procesor), eficiența regulatorului de tensiune crește liniar. În plus, este atinsă valoarea maximă a eficienței și, odată cu o creștere suplimentară a curentului de sarcină, eficiența scade treptat. Principalul lucru este că valoarea curentului de sarcină, la care se atinge valoarea maximă a eficienței, depinde de numărul de faze de alimentare și, prin urmare, dacă se utilizează tehnologia de comutare dinamică a fazelor de alimentare, atunci eficiența regulatorul de tensiune de alimentare poate fi întotdeauna menținut la cel mai înalt nivel posibil.

Comparând dependențele eficienței energetice a regulatorului de tensiune față de curentul procesorului pentru un număr diferit de faze de putere, putem concluziona: la un curent scăzut al procesorului (cu o sarcină ușoară a procesorului), este mai eficient să folosiți un număr mai mic de fazele de putere. În acest caz, mai puțină energie va fi consumată de regulatorul de tensiune în sine și eliberată sub formă de căldură. La curenți mari de procesor, utilizarea unui număr mic de faze de putere duce la o scădere a eficienței energetice a regulatorului de tensiune. Prin urmare, în acest caz, este optim să folosiți un număr mai mare de faze de putere.

Din punct de vedere teoretic, utilizarea tehnologiei de comutare dinamică a fazelor de putere a procesorului ar trebui, în primul rând, să reducă consumul total de energie al sistemului și, în al doilea rând, disiparea căldurii pe regulatorul de tensiune de alimentare în sine. În plus, conform producătorilor de plăci de bază, această tehnologie poate reduce consumul de energie al sistemului cu până la 30%. Desigur, 30% este un număr luat din plafon. În realitate, tehnologia de comutare dinamică a fazelor de putere poate reduce consumul total de energie al sistemului cu cel mult 3-5%. Cert este că această tehnologie vă permite să economisiți energie electrică consumată doar de regulatorul de tensiune în sine. Cu toate acestea, principalii consumatori de energie electrică dintr-un computer sunt procesorul, placa video, chipsetul și memoria, iar pe fondul consumului total de energie al acestor componente, consumul de energie al regulatorului de tensiune în sine este destul de mic. Prin urmare, indiferent de modul în care optimizați consumul de energie al regulatorului de tensiune, este pur și simplu imposibil să obțineți economii semnificative.

„cipuri” de marketing ale producătorilor

Producătorii de plăci de bază fac tot posibilul pentru a atrage atenția cumpărătorilor asupra produselor lor și demonstrează motivat că sunt mai buni decât cei ai concurenților! Unul dintre aceste „cipuri” de marketing este creșterea fazelor de putere ale regulatorului de tensiune al procesorului. Dacă mai devreme se foloseau regulatoare de tensiune în șase faze pe plăcile de bază de top, acum folosesc 10, 12, 16, 18 și chiar 24 de faze. Chiar aveți nevoie de atâtea faze de putere sau este doar un truc de marketing?

Desigur, regulatoarele de tensiune polifazate au avantajele lor incontestabile, dar există o limită rezonabilă pentru tot. De exemplu, așa cum am observat deja, un număr mare de faze de putere permite utilizarea componentelor de curent scăzut (MOSFET-uri, bobine și capacități) în fiecare fază de putere, care, desigur, sunt mai ieftine decât componentele de limitare a curentului ridicat. Cu toate acestea, acum toți producătorii de plăci de bază folosesc condensatoare din polimer solid și bobine cu miez de ferită, care au o limită de curent de cel puțin 40 A. MOSFET-urile au, de asemenea, o limită de curent de cel puțin 40 A (și recent a existat o tendință către MOSFET-uri). o limită de curent de 75 A). Este clar că, cu astfel de limitări de curent, este suficient să folosiți șase faze de putere pe fiecare fază a undei. Un astfel de regulator de tensiune este teoretic capabil să furnizeze un curent de procesor de peste 200 A și, prin urmare, un consum de energie de peste 200 de wați. Este clar că chiar și în modul de overclocking extrem este aproape imposibil să se atingă astfel de valori de curent și consum de energie. Deci, de ce producătorii produc regulatoare de tensiune cu 12 faze sau mai multe, dacă un regulator de tensiune cu șase faze poate furniza și putere procesorului în orice mod de funcționare?

Dacă comparăm regulatoarele de tensiune cu 6 și 12 faze, atunci teoretic, atunci când se utilizează tehnologia de comutare dinamică a fazelor de putere, eficiența energetică a unui regulator de tensiune cu 12 faze va fi mai mare. Cu toate acestea, diferența de eficiență energetică va fi observată numai la curenți mari de procesor, care sunt de neatins în practică. Dar chiar dacă este posibil să se obțină o valoare de curent atât de mare la care eficiența energetică a regulatoarelor de tensiune cu 6 și 12 faze va diferi, atunci această diferență va fi atât de mică încât poate fi ignorată. Prin urmare, pentru toate procesoarele moderne cu un consum de energie de 130 W, chiar și în modul de overclockare extremă, un regulator de tensiune în 6 faze este suficient pentru val. Utilizarea unui regulator de tensiune cu 12 faze nu oferă niciun avantaj chiar și cu tehnologia de comutare dinamică a fazelor. De ce producătorii au început să producă regulatoare de tensiune cu 24 de faze este o ghicire de oricine. Nu există bun simț în asta, se pare că se așteaptă să impresioneze utilizatorii analfabeți din punct de vedere tehnic, pentru care „cu cât mai mulți, cu atât mai bine”.

Apropo, ar fi util de menționat că astăzi nu există controlere PWM cu 12 și cu atât mai mult cu 24 de canale care să controleze fazele de putere. Suma maximă canalele în controlerele PWM este de șase. Prin urmare, atunci când sunt utilizate regulatoare de tensiune cu mai mult de șase faze, producătorii sunt nevoiți să instaleze mai multe controlere PWM care funcționează în sincron. Amintiți-vă că semnalul de control PWM din fiecare canal are o anumită întârziere în raport cu semnalul PWM din celălalt canal, dar aceste compensații de sincronizare a semnalului sunt implementate în același controler. Se dovedește că atunci când se utilizează, de exemplu, două controlere PWM cu 6 canale pentru a organiza un regulator de tensiune cu 12 faze, fazele de alimentare controlate de un controler sunt combinate în perechi cu fazele de alimentare controlate de un alt controler. Adică, prima fază de putere a primului controler va funcționa sincron (fără decalaj de timp) cu prima fază de putere a celui de-al doilea controler. Fazele vor fi comutate dinamic, cel mai probabil, tot în perechi. În general, acesta nu este un regulator de tensiune cu 12 faze „cinstit”, ci mai degrabă o versiune hibridă a unui regulator cu 6 faze cu două canale în fiecare fază.



Se încarcă...
2022 •
Top