Bota e pajisjeve periferike të PC. Stabilizimi i tensionit të daljes dhe funksionet e kontrolluesit PWM

Mikroprocesorët janë konsumatorët më të fuqishëm të energjisë kompjuterë modernë. Konsumi aktual i një mikroprocesori modern mund të arrijë disa dhjetëra amper. Në të njëjtën kohë, cilësia e tensionit të furnizimit të mikroprocesorit është faktori më i rëndësishëm që përcakton stabilitetin e të gjithë sistemit. Mënyra se si prodhuesit e motherboard-it zgjidhin problemin e sigurimit të mikroprocesorit me fuqi të fuqishme dhe me cilësi të lartë, përshkruhet në artikullin e sjellë në vëmendjen tuaj.

Preambula

Frekuenca e orës së mikroprocesorëve po rritet në mënyrë të qëndrueshme dhe tani arrin disa GHz. Ngritja frekuenca e orës mikroprocesori shoqërohet me një rritje të konsiderueshme të fuqisë së konsumuar prej tij, dhe, në përputhje me rrethanat, çon në një rritje të temperaturës së çipit të procesorit. Për më tepër, konsumi i energjisë i mikroprocesorëve ndikohet gjithashtu nga një rritje në numrin e transistorëve në çipin e tij (sa më modern të jetë procesori, aq më shumë një shkallë të lartë ai ka integrim. Megjithëse transistorët CMOS, të cilët përbëjnë bazën e mikroprocesorëve, konsumojnë rryma të pakta në gjendje të mbyllur, por kur bëhet fjalë për disa milionë transistorë të vendosur në një çip procesor, kjo nuk është më e nevojshme të neglizhohet. Konsumi kryesor i energjisë i transistorëve CMOS kryhet në momentin e përfshirjes së tij, dhe, natyrisht, sa më shpesh të kalojnë transistorët, aq më shumë energji konsumojnë. Si rezultat, miliona tranzistorë kalojnë nga Frekuencë e lartë, janë në gjendje të sigurojnë konsumin e një rryme të tillë nga mikroprocesori, vlera e të cilit tashmë arrin 50 ose më shumë amper. Kështu, kristali i procesorit fillon të nxehet fuqishëm, gjë që çon në një përkeqësim të ndjeshëm të proceseve të kalimit të transistorëve dhe mund t'i çaktivizojë ato. Në të njëjtën kohë, nuk është e mundur të zgjidhet problemi vetëm me heqjen e nxehtësisë.

E gjithë kjo i detyron prodhuesit të zvogëlojnë tensionin e furnizimit të mikroprocesorëve, më saktë, tensionin e furnizimit të bërthamës së tij. Ulja e tensionit të furnizimit mund të zgjidhë problemin e fuqisë së shpërndarë në çipin e mikroprocesorit dhe të ulë temperaturën e tij. Nëse mikroprocesorët e parë të familjes 80x86 kishin një tension furnizimi prej +5V (dhe për herë të parë u aplikua një ulje e tensionit në +3.3V në I80486), atëherë mikroprocesorët e gjeneratës së fundit tashmë mund të punojnë me një tension furnizimi prej + 0.5V (shih specifikimin VR11 nga Intel).

Por fakti është se tensione të tilla të ulëta nuk prodhohen nga furnizimi me energji i sistemit. Kujtojmë që në daljen e tij formohen vetëm tensione + 3.3V, + 5V dhe + 12V. Kështu, motherboard duhet të ketë rregullatorin e vet të tensionit të aftë për të ulur këto tensione "të tensionit të lartë" në nivelin e nevojshëm për të fuqizuar bërthamën e procesorit, d.m.th. deri në 0,5 - 1,6 V (fig.1).

Fig.1

Meqenëse ky rregullator siguron shndërrimin e një tensioni konstant prej + 12 V në një tension konstant, por me një vlerësim më të ulët, rregullatori u quajt Konvertuesi DC-DC (konvertuesi DC-në-DC). Do të doja të tërhiqja vëmendjen e të gjithë specialistëve për faktin se voltazhi i bërthamës së procesorit tani gjenerohet nga tensioni +12V, dhe jo nga +5V ose +3.3V, siç mund të duket më logjike. Fakti është se voltazhi i kanalit +12V është më i larti, dhe për këtë arsye është e mundur të krijohet shumë më tepër fuqi në të me një vlerë më të ulët aktuale. Kështu, në sistemet moderne kompjuterike, +12V bëhet tensioni më i rëndësishëm dhe pikërisht në këtë kanal rrjedhin rrymat më të mëdha. Rastësisht, kjo reflektohet edhe në standardet që përshkruajnë kërkesat për blloqet e sistemit furnizimi me energji elektrike, sipas të cilit, kapaciteti i ngarkesës së kanalit +12V është maksimal. Për më tepër, dalja e furnizimit me energji duhet të ketë dy kanale të tensionit +12V (+12V1 dhe +12V2), dhe kontrolli i rrymës në secilin prej këtyre kanaleve duhet të kryhet në mënyrë të pavarur. Njëri prej këtyre kanaleve, përkatësisht +12V2, është menduar vetëm për fuqizimin e bërthamës së procesorit dhe i nënshtrohet kërkesave më të rrepta të stabilitetit dhe tolerancave më të vogla për devijimet nga vlera nominale.

Është gjithashtu e nevojshme të theksohet pika e mëposhtme. Meqenëse fuqia e konsumuar nga procesorët është mjaft e madhe (mund të arrijë pothuajse 100 W), konvertimi i tensionit duhet të kryhet me metodën e pulsit. Konvertimi linear nuk është i aftë të sigurojë një efikasitet mjaft të lartë në një fuqi të tillë dhe do të çojë në humbje të konsiderueshme dhe, rrjedhimisht, në ngrohjen e elementeve të konvertuesit. Deri më sot, vetëm konvertimi i pulsit bën të mundur marrjen e një furnizimi me energji efikase dhe ekonomike me dimensione të vogla dhe një kosto të pranueshme ekzekutimi. Kështu, në bordin e sistemit ekziston një konvertues DC-DC, i cili është një konvertues i tipit hap-poshtë (Step Down ose Trim).

Konvertuesi DC-DC me hapa poshtë

Një qark bazë për një konvertues DC buck është paraqitur në fig.2. Do të doja të theksoja se rregullatorët e këtij lloji në literaturën moderne të importuar quhen Buck Converter ose Buck Regulator. Transistori Q1 në këtë qark është një çelës që, duke mbyllur / hapur, krijon një tension pulsues nga një tension konstant.

Fig.2

Në këtë rast, amplituda e pulseve të gjeneruara është 12 V. Për të përmirësuar efikasitetin e konvertimit, Q1 duhet të kalojë në një frekuencë të lartë (sa më e lartë të jetë frekuenca, aq më efikas është konvertimi). Në qarqet reale të rregullatorit të motherboard-it, frekuenca e kalimit të transistorëve të konvertuesit mund të jetë në intervalin nga 80 kHz në 2 MHz.

Më tej, voltazhi i impulsit që rezulton zbutet nga induktori L1 dhe kondensatori elektrolitik C1. Si rezultat, në C1 krijohet një tension konstant, por me një madhësi më të vogël. Në këtë rast, madhësia e tensionit të krijuar DC do të jetë proporcionale me gjerësinë e pulseve të marra në daljen e Q1. Nëse transistori Q1 hapet për një kohë më të gjatë, atëherë energjia e ruajtur në L1 do të jetë gjithashtu më e madhe, e cila, si rezultat, çon në një rritje të tensionit në C1. Prandaj, dhe anasjelltas - me një kohëzgjatje më të shkurtër të gjendjes së hapur të transistorit Q1, voltazhi në C1 zvogëlohet. Kjo metodë e rregullimit të tensionit të drejtpërdrejtë quhet modulim i gjerësisë së pulsit - PWM (PWM - Modulimi i gjerësisë së pulsit).

Një element shumë i rëndësishëm i qarkut është dioda D1. Kjo diodë ruan rrymën e ngarkesës të krijuar nga induktori L1 gjatë atyre periudhave kohore kur transistori Q1 është i mbyllur. Me fjalë të tjera, kur Q1 është i hapur, rryma e induktorit dhe rryma e ngarkesës sigurohen nga furnizimi me energji elektrike, ndërsa energjia ruhet në induktor. Pasi Q1 fiket, rryma e ngarkesës mbahet nga energjia e ruajtur në induktor. Kjo rrymë kalon nëpër D1, d.m.th. energjia e induktorit shpenzohet për ruajtjen e rrymës së ngarkesës ( shih fig.3).

Fig.3

Megjithatë, në skema praktike ah rregullatorët buck që gjenerojnë rryma të larta, ka disa probleme. Fakti është se shumica e diodave nuk kanë shpejtësi të mjaftueshme, dhe gjithashtu kanë një rezistencë relativisht të madhe të hapur. p-n kryqëzim. E gjithë kjo nuk është e një rëndësie vendimtare në rrymat e ngarkesës së ulët. Por në rryma të larta, e gjithë kjo çon në humbje të konsiderueshme, ngrohje të fortë të diodës D1, rritje të tensionit dhe shfaqjen e rrymave të kundërta përmes diodës kur kaloni transistorin Q1. Kjo është arsyeja pse këtë skemë u finalizua për të rritur performancën dhe për të zvogëluar humbjet, si rezultat i së cilës, në vend të diodës D1, u përdor një transistor tjetër - Q2 (fig.4).

Fig.4

Transistori Q2, duke qenë një MOSFET, ka një rezistencë shumë të ulët dhe është shumë i shpejtë. Meqenëse Q2 kryen funksionin e një diode, ajo punon në mënyrë sinkrone me Q1, por rreptësisht në antifazë, d.m.th. në momentin e mbylljes Q1, tranzistori Q2 hapet dhe, anasjelltas, kur Q1 është i hapur, transistori Q2 është i mbyllur. (shih fig.5).

Fig.5

Është kjo zgjidhje që është e vetmja e mundshme për organizimin e konvertuesve të tensionit në pllakat moderne amë, ku, siç kemi thënë tashmë, kërkohen rryma shumë të larta për të fuqizuar procesorin.

Pasi të kemi përfunduar rishikimin e teknologjive bazë për organizimin e rregullatorëve të tensionit të kalimit, ne i drejtohemi shqyrtimit të skemave praktike për zbatimin e tyre.

Bazat e organizimit të rregullatorëve të tensionit të bërthamës së procesorit

Vlen të përmendet menjëherë se për një kohë mjaft të gjatë, prodhuesit e bazës së elementeve filluan të prodhojnë mikroqarqe të specializuara të krijuara për të ndërtuar rregullatorë të tensionit kalues ​​për pllakat amë. kompjuterët personalë. Përdorimi i mikroqarqeve të tilla të specializuara bën të mundur përmirësimin e karakteristikave të rregullatorëve, sigurimin e kompaktësisë së tyre të lartë dhe uljen e kostos së vetë rregullatorëve dhe kostos së zhvillimit të tyre. Sot, ekzistojnë tre lloje të mikroqarqeve të përdorura në rregullatorët e tensionit të pllakës amë, të krijuar për të fuqizuar bërthamën e procesorit:

- kontrolluesi kryesor (Main Controller), i cili quhet edhe si kontrollues PWM (PWM-Controller) ose rregullator tensioni (Voltage Regulator);

- Drejtues i kontrollit të transistorit MOS (Synchronous-Rectifier MOSFET Driver);

- një kontrollues i kombinuar që kombinon funksionet e një kontrolluesi PWM dhe një drejtuesi MOSFET.

Duke marrë parasysh shumëllojshmërinë e mikroqarqeve të përdorura, në pllakat moderne amë mund të gjejmë dy opsione kryesore për ndërtimin e rregullatorëve të tensionit komutues për fuqizimin e bërthamës së procesorit.

Opsioni I. Ky opsion është tipik për pllakat amë të nivelit fillestar me performancë të ulët, d.m.th. më së shpeshti përdoret në pllaka amë që nuk parashikojnë përdorimin e performancës së lartë dhe procesorë të fuqishëm. Në këtë version, kontrolli i transistorëve të fuqisë së konvertuesit kryhet nga një mikroqark i kontrolluesit të kombinuar. Ky çip ofron funksionet e mëposhtme:

- leximi i gjendjes së sinjaleve të identifikimit të tensionit të furnizimit të procesorit (VIDn);

- gjenerimi i sinjaleve PWM për kontrollin sinkron të MOSFET-ve të fuqisë;

- kontrolli i vlerës së tensionit të gjeneruar të furnizimit;

- zbatimi i mbrojtjes aktuale të MOSFET-ve të fuqisë;

- gjenerimi i një sinjali që konfirmon funksionimin e saktë të rregullatorit dhe praninë e tensionit të saktë në daljen e tij për të fuqizuar bërthamën e procesorit (sinjali PGOOD).

Një shembull i një varianti të tillë të rregullatorit të tensionit është paraqitur në fig.6. Në këtë rast, siç mund ta shohim, transistorët e fuqisë lidhen drejtpërdrejt me daljet e çipit të kombinuar të kontrolluesit. Çipi HIP6004 shpesh përdorej si një kontrollues i tillë.

Fig.6

Opsioni II. Ky opsion është tipik për pllakat amë të dizajnuara për të punuar me procesorë me performancë të lartë. Meqenëse një procesor me performancë të lartë nënkupton konsumin e rrymave të larta, rregullatori i tensionit është bërë me shumë kanale (Fig. 7).

Fig.7

Prania e disa kanaleve ju lejon të zvogëloni sasinë e rrymës për çdo kanal, d.m.th. zvogëloni rrymat e ndërruara nga MOSFET. Kjo, nga ana tjetër, rrit besueshmërinë e të gjithë qarkut dhe lejon përdorimin e transistorëve më pak të fuqishëm, gjë që ka një efekt pozitiv në koston e vetë rregullatorit dhe të pllakës amë në tërësi.

Ky version i rregullatorit karakterizohet nga përdorimi i dy llojeve të mikroqarqeve: kontrolluesi kryesor PWM dhe drejtuesit e transistorit MOS. Kontrolli sinkron i MOSFET-ve kryhet nga drejtuesit, secili prej të cilëve mund të kontrollojë një ose dy palë transistorë. Drejtuesi siguron ndërrimin antifazor të transistorëve në përputhje me sinjalin hyrës (më së shpeshti i shënuar me PWM), i cili përcakton frekuencën e kalimit dhe kohën e ndezjes së transistorëve. Numri i çipave të drejtuesit korrespondon me numrin e kanaleve të rregullatorit të ndërrimit.

Të gjithë drejtuesit kontrollohen nga kontrolluesi kryesor (Kontrolluesi kryesor), funksionet kryesore të të cilit përfshijnë:

-formimi i pulsit për të kontrolluar drejtuesit e MOSFET;

- ndryshimi i gjerësisë së këtyre impulseve të kontrollit për të stabilizuar tensionin e daljes së rregullatorit;

- kontrolli i tensionit në dalje të rregullatorit;

- sigurimi i mbrojtjes aktuale të MOSFET-ve;

- leximi i gjendjes së sinjaleve të identifikimit të tensionit të furnizimit të procesorit (VIDn).

Përveç këtyre funksioneve, mund të kryhen edhe funksione të tjera ndihmëse, prania e të cilave do të përcaktohet nga lloji i kontrolluesit kryesor të përdorur.

Skema e përgjithshme e një rregullatori të tillë të tensionit tregohet në fig.8. Shumica e kontrollorëve master modernë janë 4-kanalësh, d.m.th. kanë 4 sinjale dalëse PWM për të drejtuar drejtuesit e tranzistorit.

Fig.8

Pra, në kohën aktuale, rregullatorët e tensionit për bërthamën e procesorit mund të jenë 2-kanalësh, 3-kanalësh dhe 4-kanalësh.

Një shembull i zbatimit të një rregullatori me 2 kanale është paraqitur në fig.9. Ky rregullator është ndërtuar duke përdorur çipin e Kontrolluesit kryesor të tipit HIP6301, i cili, në parim, është me katër kanale, por dy kanale mbetën të papërdorura.

Fig.9

Çipat HIP6601B përdoren si drejtues kryesorë në këtë skemë.

Një shembull i zbatimit të një kontrolluesi me 4 kanale duke përdorur të njëjtin kontrollues kryesor është paraqitur në fig.10.

Fig.10

Kontrolluesi HIP6301 deshifron tensionin e bërthamës së procesorit bazuar në një kod identifikimi 5-bit (VID0 - VID4) dhe gjeneron impulse PWM dalëse me një frekuencë deri në 1,5 MHz. Përveç kësaj, ai gjeneron një sinjal PGOOD (fuqi e mirë) nëse voltazhi i bërthamës së procesorit i krijuar nga rregullatori i tensionit përputhet me vlerën e vendosur duke përdorur sinjalet VIDn.

Karakteristikat e rregullatorëve me shumë kanale

Kur përdorni rregullatorë të tensionit me shumë kanale, ka disa probleme që projektuesit e pllakave amë duhet të zgjidhin. Fakti është se çdo kanal është një rregullator komutues, i cili, duke kaluar në një frekuencë të lartë, krijon impulse aktuale në daljen e tij. Këto impulse, natyrisht, duhet të zbuten, dhe për këtë përdoren kondensatorë elektrolitikë dhe mbytje. Por fakti është se për shkak të ngarkesës së madhe aktuale, kapacitetit të kondensatorëve dhe induktivitetit të induktorëve, megjithatë, nuk mjafton të krijohet një tension vërtet konstant, si rezultat i të cilit vërehen valëzime në autobusin e fuqisë së procesorit. (fig.11). Për më tepër, as një rritje në numrin e kondensatorëve, as një rritje në kapacitetin e kondensatorëve dhe induktivitetin e induktorëve, as një rritje në frekuencën e konvertimit (përveç nëse flasim për rritjen e frekuencës me disa herë) nuk shpëton nga këto valëzime. Natyrisht, këto valëzime mund të çojnë në funksionim të paqëndrueshëm të procesorit.

Fig.11

Rruga për të dalë nga problemi, sapo u gjet në përdorimin e një arkitekture me shumë kanale të rregullatorit të tensionit. Por gjithsesi, vetëm përdorimi i disa kanaleve paralele për të zgjidhur problemin nuk do të ketë sukses. Është e nevojshme të siguroheni që çelësat e kanaleve të ndryshme të kalojnë me një zhvendosje fazore, d.m.th. ato duhet të hapen një nga një. Kjo do të sigurojë që çdo kanal të ruajë rrymën e daljes së rregullatorit për një periudhë kohore të caktuar rreptësisht. Me fjalë të tjera, kondensatorët zbutës do të ngarkohen vazhdimisht, por nga kanale të ndryshme në kohë të ndryshme. Kështu, për shembull, kur përdorni një rregullator me 4 kanale, kondensatorët e daljes ringarkohen katër herë në një cikël orar të kontrolluesit, d.m.th. Rrymat e pulsuara të kanaleve individuale janë jashtë fazës në lidhje me njëri-tjetrin me 90° (shih fig.12). Kjo korrespondon me një rritje 4-fish të frekuencës së konvertimit, dhe nëse frekuenca e kalimit të transistorëve të secilit kanal është 0,5 MHz, atëherë frekuenca e pulsit në kondensatorin zbutës do të jetë tashmë 2 MHz.

Fig.12

Kështu, pulset PWM që krijohen në daljen e çipit kryesor të kontrolluesit (sinjalet e daljes PWM) duhet të pasojnë me një zhvendosje të caktuar fazore, dhe kjo zhvendosje fazore përcaktohet nga arkitektura e brendshme e çipit dhe zakonisht vendoset tashmë në skenë. e dizajnit të çipit. Por disa kontrollues ju lejojnë t'i konfiguroni ato sipas mënyra të ndryshme funksionimi: Kontrolli 2-fazor, 3-fazor ose 4-fazor (si bëhet kjo mund të gjendet në përshkrimet për vetë kontrollorët).

Me këtë mësim, unë filloj një seri artikujsh mbi rregullatorët e ndërrimit, rregullatorët dixhitalë dhe pajisjet e kontrollit të fuqisë dalëse.

Qëllimi që vendosa është zhvillimi i një kontrolluesi për një frigorifer në një element Peltier.

Ne do të bëjmë një analog të zhvillimit tim, të zbatuar vetëm në bazë të bordit Arduino.

  • Ky zhvillim u interesoi shumë njerëzve dhe më erdhën letra me kërkesa për ta zbatuar atë në Arduino.
  • Zhvillimi është ideal për studimin e harduerit dhe softuerit të kontrollorëve dixhitalë. Për më tepër, ai kombinon shumë nga detyrat e studiuara në mësimet e mëparshme:
    • matja e sinjaleve analoge;
    • punë me butona;
    • lidhja e sistemeve të treguesve;
    • matja e temperaturës;
    • punoni me EEPROM;
    • lidhje me kompjuter;
    • proceset paralele;
    • edhe me shume.

Unë do ta zhvilloj zhvillimin në mënyrë sekuenciale, hap pas hapi, duke shpjeguar veprimet e mia. Cili do të jetë rezultati - nuk e di. Shpresoj për një projekt të plotë pune të kontrolluesit të frigoriferit.

Nuk kam një projekt të përfunduar. Do të shkruaj mësime sipas gjendjes aktuale, kështu që gjatë testeve mund të rezultojë se në një fazë kam bërë një gabim. Unë do të korrigjoj. Kjo është më mirë sesa unë të korrigjoj zhvillimin dhe të lëshoj zgjidhje të gatshme.

Dallimet midis zhvillimit dhe prototipit.

I vetmi ndryshim funksional nga zhvillimi i prototipit në kontrolluesin PIC është mungesa e një rregullatori të shpejtë të tensionit që kompenson valëzimin e tensionit të furnizimit.

ato. ky version i pajisjes duhet të mundësohet nga një furnizim i stabilizuar i energjisë me një nivel të ulët valëzimi (jo më shumë se 5%). Këto kërkesa plotësohen nga të gjithë modernët blloqe impulse të ushqyerit.

Dhe opsioni i furnizimit me energji elektrike nga një furnizim me energji të pastabilizuar (transformator, ndreqës, filtër kapacitiv) është i përjashtuar. Shpejtësia e sistemit Arduino nuk lejon një rregullator të shpejtë të tensionit. Unë rekomandoj të lexoni në lidhje me kërkesat e fuqisë së elementit Peltier.

Zhvillimi i strukturës së përgjithshme të pajisjes.

Në këtë fazë, ju duhet pamje e përgjithshme kuptoj:

  • nga cilat elemente përbëhet sistemi;
  • në cilin kontrollues do ta ekzekutojë atë;
  • a ka përfundime të mjaftueshme dhe funksionalitetin kontrollues.

Unë e imagjinoj kontrolluesin si një "kuti të zezë" ose "gropë plehrash" dhe lidh gjithçka që më nevojitet me të. Pastaj shikoj nëse, për shembull, bordi Arduino UNO R3 është i përshtatshëm për këto qëllime.

Në interpretimin tim duket kështu.

Unë vizatova një drejtkëndësh - kontrolluesin dhe të gjitha sinjalet e nevojshme për të lidhur elementët e sistemit.

Vendosa që më duhet të lidhem me tabelën:

  • Treguesi LCD (për shfaqjen e rezultateve dhe mënyrave);
  • 3 butona (për kontroll);
  • tregues i gabimit LED;
  • çelësi i kontrollit të ventilatorit (për të ndezur ventilatorin e radiatorit anësor të nxehtë);
  • çelësi i stabilizatorit të ndërrimit (për rregullimin e fuqisë së elementit Peltier);
  • hyrje analoge për matjen e rrymës së ngarkesës;
  • hyrje analoge për matjen e tensionit të ngarkesës;
  • sensori i temperaturës në dhomë (sensori i saktë me 1 tela DS18B20);
  • sensori i temperaturës së radiatorit (ende nuk keni vendosur se cili sensor, më tepër DS18B20);
  • sinjalet e komunikimit kompjuterik.

Gjithsej ishin 18 sinjale. Pllaka Arduino UNO R3 ose Arduino NANO ka 20 kunja. Në rezervë kanë mbetur edhe 2 përfundime. Ndoshta dëshironi të lidhni një buton tjetër, ose një LED, ose një sensor lagështie, ose një ventilator anësor të ftohtë ... Na duhen 2 ose 3 hyrje analoge, bordi ka 6. Kjo është. çdo gjë na përshtatet.

Ju mund të caktoni numra pin menjëherë, mundeni gjatë zhvillimit. E emërova menjëherë. Lidhja ndodh përmes lidhësve, ju gjithmonë mund të ndryshoni. Mbani në mend se caktimet me pin nuk janë përfundimtare.

stabilizuesit e impulsit.

Për stabilizimin e saktë të temperaturës dhe funksionimin e elementit Peltier në modalitetin optimal, është e nevojshme të rregulloni fuqinë në të. Rregullatorët janë analogë (linearë) dhe pulsorë (çelës).

Rregullatorët analogë janë një element rregullues dhe një ngarkesë e lidhur në seri me një burim energjie. Duke ndryshuar rezistencën e elementit rregullues, rregullohet tensioni ose rryma në ngarkesë. Si një element rregullues, si rregull, përdoret një transistor bipolar.

Elementi i kontrollit funksionon në mënyrë lineare. I jepet fuqi "ekstra". Në rryma të larta, stabilizuesit e këtij lloji janë shumë të nxehtë, kanë një efikasitet të ulët. Një rregullator tipik linear i tensionit është çipi 7805.

Ky opsion nuk na përshtatet. Ne do të bëjmë një stabilizues pulsi (çelës).

Stabilizuesit e ndërrimit janë të ndryshëm. Ne kemi nevojë për një rregullator komutues në rënie. Tensioni i ngarkesës në pajisje të tilla është gjithmonë më i ulët se tensioni i furnizimit. Qarku i rregullatorit të kalimit të uljes duket kështu.

Dhe ky është një diagram i rregullatorit.

Transistori VT funksionon në modalitetin kyç, d.m.th. mund të ketë vetëm dy gjendje: të hapur ose të mbyllur. Pajisja e kontrollit, në rastin tonë, mikrokontrolluesi, ndërron tranzistorin me një frekuencë dhe cikël të caktuar pune.

  • Kur transistori është i hapur, rryma rrjedh nëpër qark: furnizimi me energji elektrike, ndërprerësi i tranzitorit VT, induktori L, ngarkesa.
  • Kur çelësi është i hapur, energjia e ruajtur në induktor i jepet ngarkesës. Rryma rrjedh nëpër qark: induktor, diodë VD, ngarkesë.

Kështu, tensioni konstant në daljen e rregullatorit varet nga raporti i kohës së hapur (i hapur) dhe çelës privat(t ngushtë), d.m.th. në ciklin e punës së pulseve të kontrollit. Duke ndryshuar ciklin e punës, mikrokontrolluesi mund të ndryshojë tensionin në ngarkesë. Kondensatori C zbut valëzimin e tensionit të daljes.

Avantazhi kryesor i kësaj metode rregullimi është efikasiteti i lartë. Transistori është gjithmonë i ndezur ose i fikur. Prandaj, pak energji shpërndahet në të - gjithmonë ose tensioni në transistor është afër zeros, ose rryma është 0.

Kjo është skema klasike rregullatori i uljes. Në të, tranzistori kryesor është shkëputur nga tela e përbashkët. Transistori është i vështirë për t'u drejtuar, duke kërkuar qarqe të veçanta të paragjykimit në hekurudhën e tensionit të furnizimit.

Kështu që unë ndryshova skemën. Në të, ngarkesa shkëputet nga tela e përbashkët, por një çelës është ngjitur në telin e përbashkët. Kjo zgjidhje ju lejon të kontrolloni çelësin e tranzitorit nga sinjali i mikrokontrolluesit duke përdorur një përforcues të thjeshtë drejtues të rrymës.

  • Kur çelësi është i mbyllur, rryma hyn në ngarkesë përmes qarkut: furnizimi me energji elektrike, induktori L, çelësi VT (rruga aktuale tregohet me të kuqe).
  • Kur çelësi është i hapur, energjia e akumuluar në induktor kthehet në ngarkesë përmes diodës rigjeneruese VD (rruga aktuale tregohet me blu).

Zbatimi praktik i rregullatorit kryesor.

Ne duhet të implementojmë një nyje rregullatori komutues me funksionet e mëposhtme:

  • kontrolluesi aktual i çelësit (çelës, mbytje, diodë rigjeneruese, kondensator zbutës);
  • qark i matjes së tensionit të ngarkesës;
  • qark i matjes së rrymës së rregullatorit;
  • mbrojtje nga mbirryma e harduerit.

Unë, praktikisht pa asnjë ndryshim, mora qarkun e rregullatorit nga.

Skema e një rregullatori komutues për të punuar me një bord Arduino.

Kam përdorur tranzistorë MOSFET IRF7313 si ndërprerës të energjisë. Në një artikull për rritjen e fuqisë së kontrolluesit të elementit Peltier, kam shkruar në detaje për këta transistorë, për një zëvendësim të mundshëm dhe për kërkesat për transistorët kryesorë për këtë qark. Këtu është një lidhje me dokumentacionin teknik.

Në transistorët VT1 dhe VT2, është montuar një drejtues kryesor i tranzitorit MOSFET. Ky është vetëm një përforcues i rrymës, për sa i përket tensionit madje e zbeh sinjalin në rreth 4.3 V. Prandaj, tranzistori kryesor duhet të jetë me prag të ulët. Ka mënyra të ndryshme për të zbatuar drejtuesit MOSFET. Përfshirë përdorimin e drejtuesve të integruar. Ky opsion është më i lehtë dhe më i lirë.

Për të matur tensionin në ngarkesë, përdoret një ndarës R1, R2. Me vlera të tilla të rezistencës dhe një burim të tensionit referues prej 1.1 V, diapazoni i matjes është 0 ... 17.2 V. Qarku ju lejon të matni tensionin në terminalin e dytë të ngarkesës në lidhje me telin e përbashkët. Ne llogarisim tensionin në ngarkesë, duke ditur tensionin e burimit të energjisë:

Ngarkimi = Furnizimi - I pamatur.

Është e qartë se saktësia e matjes do të varet nga qëndrueshmëria e mbajtjes së tensionit të burimit të energjisë. Por nuk kemi nevojë për saktësi të lartë në matjen e tensionit, rrymës, fuqisë së ngarkesës. Duhet të matim dhe ruajmë me saktësi vetëm temperaturën. Do ta masim me saktësi të lartë. Dhe nëse sistemi tregon se elementi Peltier ka një fuqi prej 10 W, por në fakt do të jetë 10.5 W, kjo nuk do të ndikojë në funksionimin e pajisjes në asnjë mënyrë. Kjo vlen për të gjithë parametrat e tjerë të energjisë.

Rryma matet duke përdorur një sensor të rrymës së rezistencës R8. Komponentët R6 dhe C2 formojnë një filtër të thjeshtë të kalimit të ulët.

Mbrojtja më e thjeshtë e harduerit është montuar në elementët R7 dhe VT3. Nëse rryma në qark tejkalon 12 A, atëherë voltazhi në të gjithë rezistencën R8 do të arrijë pragun e hapjes së tranzitorit prej 0,6 V. Transistori do të hapë dhe mbyllë pinin RES (rivendosje) të mikrokontrolluesit në tokë. Çdo gjë duhet të fiket. Fatkeqësisht, pragu për një mbrojtje të tillë përcaktohet nga voltazhi i emetuesit bazë të transistorit bipolar (0,6 V). Për shkak të kësaj, mbrojtja funksionon vetëm në rryma të rëndësishme. Ju mund të përdorni një krahasues analog, por kjo do të komplikojë qarkun.

Rryma do të matet më saktë me një rritje të rezistencës së sensorit aktual R8. Por kjo do të çojë në lëshimin e një fuqie të konsiderueshme në të. Edhe me një rezistencë prej 0,05 ohms dhe një rrymë prej 5 A, 5 * 5 * 0,05 = 1,25 vat shpërndahet në rezistencën R8. Vini re se rezistenca R8 ka një fuqi prej 2 vat.

Tani, çfarë rryme po matim. Ne matim konsumin aktual të rregullatorit të kalimit nga furnizimi me energji elektrike. Qarku për matjen e këtij parametri është shumë më i thjeshtë se qarku për matjen e rrymës së ngarkesës. Ngarkesa jonë "zgjidhet" nga teli i përbashkët. Që sistemi të funksionojë, është e nevojshme të matni fuqinë elektrike në elementin Peltier. Ne llogarisim fuqinë e konsumuar nga rregullatori duke shumëzuar tensionin e furnizimit me energji me rrymën e tërhequr. Le të supozojmë se rregullatori ynë ka një efikasitet prej 100% dhe të vendosim që kjo është fuqia në elementin Peltier. Në fakt, efikasiteti i rregullatorit do të jetë 90-95%, por ky gabim nuk do të ndikojë në funksionimin e sistemit në asnjë mënyrë.

Komponentët L2, L3, C5 janë një filtër i thjeshtë RFI. Mund të mos jetë e nevojshme.

Llogaritja e mbytjes së stabilizatorit të çelësit.

Mbytja ka dy parametra që janë të rëndësishëm për ne:

  • induktiviteti;
  • rryma e ngopjes.

Induktiviteti i kërkuar i induktorit përcaktohet nga frekuenca PWM dhe valëzimi i lejueshëm i rrymës së induktorit. Ka shumë informacione për këtë temë. Unë do të jap llogaritjen më të thjeshtuar.

Ne aplikuam tension në induktor dhe rryma përmes tij filloi të rrisë rrymën. Rritja, por nuk u shfaq, sepse një rrymë tashmë po kalonte nëpër induktor në momentin që unë u ndeza).


Transistori është i hapur. Tensioni është i lidhur me mbytet:

Uçoke = Furnizimi - Ngarkoj.

Rryma përmes induktorit filloi të rritet sipas ligjit:

Ichoke = Uçoke * top / L

  • top - kohëzgjatja e pulsit të çelësit publik;
  • L - induktiviteti.

ato. vlera e rrymës së valëzimit të induktorit ose sa është rritur rryma gjatë kohës së çelësit të hapur përcaktohet nga shprehja:

Ioff - Jon = Uchoke * top / L

Tensioni i ngarkesës mund të ndryshojë. Dhe përcakton tensionin në mbyt. Ka formula që e marrin parasysh këtë. Por në rastin tonë, unë do të merrja vlerat e mëposhtme:

  • tensioni i furnizimit 12 V;
  • Tensioni minimal në elementin Peltier 5 V;
  • nënkupton tensionin maksimal në mbytet 12 - 5 \u003d 7 V.

Kohëzgjatja e pulsit të hapjes së çelësit publik përcaktohet nga frekuenca e periudhës PWM. Sa më i lartë të jetë, aq më pak induktivitet i nevojitet induktorit. Frekuenca maksimale PWM e bordit Arduino është 62.5 kHz. Unë do t'ju tregoj se si të merrni një frekuencë të tillë në mësimin tjetër. Ne do ta përdorim atë.

Le të marrim rastin më të keq - PWM kalon pikërisht në mes të periudhës.

  • Kohëzgjatja e periudhës 1/62500 Hz = 0.000016 sek = 16 µs;
  • Kohëzgjatja e çelësit publik = 8 µs.

Grumbullimi i rrymës në qarqe të tilla zakonisht vendoset në 20% të rrymës mesatare. Nuk duhet ngatërruar me valëzimin e tensionit të daljes. Ato zbuten nga kondensatorët në daljen e qarkut.

Nëse lejojmë një rrymë prej 5 A, atëherë marrim një valëzim aktual prej 10% ose 0,5 A.

L = Uchoke * top / Ipulsimi = 7 * 8 / 0,5 = 112 μH.

Rryma e ngopjes së induktorit.

Çdo gjë në botë ka një kufi. Dhe mbytja gjithashtu. Në një rrymë, ai pushon së qeni një induktivitet. Kjo është rryma e ngopjes së induktorit.

Në rastin tonë, rryma maksimale e induktorit përcaktohet si rryma mesatare plus valëzim, d.m.th. 5.5 A. Por është më mirë të zgjidhni rrymën e ngopjes me një diferencë. Nëse duam që mbrojtja e harduerit të funksionojë në këtë version të qarkut, atëherë duhet të jetë së paku 12 A.

Rryma e ngopjes përcaktohet nga hendeku i ajrit në bërthamën magnetike të induktorit. Në artikujt rreth kontrolluesve të elementit Peltier, fola për modelin e mbytjes. Nëse filloj ta zgjeroj këtë temë në detaje, atëherë do të largohemi nga Arduino, programimi dhe nuk e di se kur do të kthehemi.

Mbytja ime duket kështu.


Natyrisht, teli i mbështjelljes së induktorit duhet të ketë seksion kryq të mjaftueshëm. Llogaritja është e thjeshtë - përcaktimi i humbjeve të nxehtësisë për shkak të rezistencës aktive të mbështjelljes.

Rezistenca aktive e mbështjelljes:

Ra = ρ * l / S,

  • Ra është rezistenca aktive e mbështjelljes;
  • Ρ – rezistenca e materialit, për bakër 0,0175 Ohm mm2/m;
  • l është gjatësia e mbështjelljes;
  • S është seksioni kryq i telit të mbështjelljes.

Humbjet termike në rezistencën aktive të induktorit:

Rregullatori kryesor tërheq një rrymë të mirë nga furnizimi me energji elektrike dhe kjo rrymë nuk duhet të lejohet të kalojë nëpër tabelën Arduino. Diagrami tregon se telat nga furnizimi me energji elektrike janë të lidhur direkt me kondensatorët bllokues C6 dhe C7.

Rrymat kryesore të impulsit të qarkut kalojnë përmes qarkut C6, ngarkesës, L1, D2, R8. Ky zinxhir duhet të mbyllet me lidhje me një gjatësi minimale.

Teli i zakonshëm dhe autobusi i energjisë i bordit Arduino janë të lidhur me kondensatorin bllokues C6.

Telat e sinjalit ndërmjet tabelës Arduino dhe modulit të rregullatorit të çelësit duhet të jenë të gjatësisë minimale. Kondensatorët C1 dhe C2 vendosen më së miri në lidhësit në tabelë.

Unë kam montuar tabelën e qarkut. Ngjiten vetëm komponentët e nevojshëm. Qarku im i montuar duket kështu.

Vendosa PWM në 50% dhe kontrollova funksionimin e qarkut.

  • Kur mundësohej nga një kompjuter, bordi formoi një PWM të caktuar.
  • Me energji autonome nga një furnizim i jashtëm me energji elektrike, gjithçka funksionoi mirë. Impulset me fronte të mira u formuan në mbyt, kishte një tension të vazhdueshëm në dalje.
  • Kur ndeza energjinë nga kompjuteri dhe nga furnizimi i jashtëm i energjisë në të njëjtën kohë, bordi Arduino u dogj.

Gabimi im budalla. Më lejoni t'ju them që askush të mos e përsërisë. Në përgjithësi, kur lidhni një furnizim të jashtëm me energji elektrike, duhet të jeni të kujdesshëm, telefononi të gjitha lidhjet.

Më ndodhi si më poshtë. Nuk kishte diodë VD2 në qark. E shtova pas kësaj telashe. Kuptova se bordi mund të mundësohet nga një burim i jashtëm përmes pinit Vin. Ai vetë shkroi në mësimin 2 se bordi mund të mundësohet nga një burim i jashtëm përmes lidhësit (sinjali RWRIN). Por mendova se ishte i njëjti sinjal, vetëm në lidhje të ndryshme.

0 Kategoria: . Ju mund të shënoni faqeshënues.

Pajisja ka një menu. Hyrja në menu, lëvizja në të dhe dalja kryhet duke shtypur njëkohësisht butonat "H" dhe "B". Në këtë proces, kujtesa përkatëse shfaqet në treguesin "H-U", "B-U" (kufijtë e tensionit të poshtëm dhe të sipërm), "H-I", "B-I" (kufijtë e poshtëm dhe të sipërm të rrymës), "P-0" , "P-1" - modaliteti manual ose automatik, duke ndezur stafetën pas kthimit të tensionit ose rrymës brenda kufijve të specifikuar. "-З-" tregon që parametrat e vendosur janë shkruar në memorie jo të paqëndrueshme dhe modaliteti i menysë ka dalë. Në modalitetin e menysë, butonat "H" dhe "B" ju lejojnë të ndryshoni parametrat në një drejtim ose në një tjetër, dhe mbajtja e butonit për rreth 3 sekonda përshpejton ndryshimin e parametrave. Ndryshimi ndodh në një rreth, 99.8-99.9-0.0-0.01, etj. Kur tejkalohen kufijtë e caktuar, stafeta fiket, treguesi fillon të pulsojë, duke sinjalizuar një aksident. Se. pajisja lejon si karikimin ashtu edhe shkarkimin e baterisë deri në një tension të caktuar. Për më tepër, modaliteti automatik ju lejon të mbani baterinë të ngarkuar vazhdimisht, dhe manuale, për të kontrolluar kapacitetin e baterisë, në A / orë.

Disa shënime. Mos harroni të fuqizoni 74HC595, 16n-+5V, 8n-tokë. Në butonat, është më mirë të përdorni një palë rezistencash 3K3 dhe 10K. Polariteti i treguesit nuk ka rëndësi, ai zgjidhet nga një rezistencë në këmbën e 11-të të kontrolluesit (si në diagram).

Shembull aplikimi për karikimin/shkarkimin e AB:

Skedar Hex për mikrokontrollues PIC16F676, me funksione kontrolli.
Ju nuk keni akses për të shkarkuar skedarë nga serveri ynë- skedar firmware për voltammetër me parametra Umax=99.9V; Imax=9,99A; Pmax=99.9/999W; Cmax=9,99 A/h.
Ju nuk keni akses për të shkarkuar skedarë nga serveri ynë- voltammetri hex_file me funksione të cunguara, vetëm Umax=99.9V dhe Imax=9.99A

Krijim motherboard me një numër të shtuar të fazave të fuqisë së procesorit, gradualisht po bëhet një lloj konkurrence midis prodhuesve të pllakave amë. Për shembull, kohët e fundit Gigabyte prodhoi pllaka me furnizim me energji të procesorit 12-fazor, por në bordet që prodhon aktualisht, numri i fazave është rritur në 24. Por a është vërtet e nevojshme përdorimi i një numri kaq të madh të fazave të energjisë dhe pse disa prodhues i rrisin vazhdimisht ato, duke u përpjekur që është e arsyeshme të vërtetohet se sa më shumë aq më mirë, ndërsa të tjerët janë të kënaqur me një numër të vogël fazash të energjisë? Ndoshta një numër i madh i fazave të fuqisë së procesorit nuk është gjë tjetër veçse një mashtrim marketingu i krijuar për të tërhequr vëmendjen e konsumatorëve ndaj produkteve të tyre? Në këtë artikull, ne do të përpiqemi t'i japim një përgjigje të motivuar kësaj pyetjeje, dhe gjithashtu të shqyrtojmë në detaje parimet e funksionimit të furnizimit me energji komutuese shumëfazore për procesorët dhe elementët e tjerë të pllakave amë (chipset, memorie, etj.).

Pak histori

Siç e dini, të gjithë komponentët e pllakave amë (procesori, chipset, modulet e memories, etj.) mundësohen nga një furnizim me energji elektrike që është i lidhur me një lidhës të veçantë në motherboard. Kujtoni që në çdo motherboard moderne ekziston një lidhës i rrymës ATX me 24 kunja, si dhe një lidhës shtesë i energjisë me 4 pin (ATX12V) ose 8-pin (EPS12V).

Të gjitha furnizimet me energji gjenerojnë një tension konstant prej ±12, ±5 dhe +3.3 V, megjithatë, është e qartë se mikroqarqet e ndryshme të motherboard kërkojnë një tension konstant të emërtimeve të tjera (për më tepër, mikroqarqet e ndryshme kërkojnë tensione të ndryshme furnizimi), dhe për këtë arsye lind problemi të konvertimit dhe stabilizimit të tensionit konstant të marrë nga furnizimi me energji elektrike në tensionin DC që kërkohet për të fuqizuar një çip specifik të motherboard (konvertimi DC-DC). Për ta bërë këtë, pllakat amë përdorin konvertuesit e duhur të tensionit (konvertuesit), të cilët ulin tensionin nominal të burimit të energjisë në vlerën e kërkuar.

Ekzistojnë dy lloje të konvertuesve DC-DC: linear (analog) dhe impuls. Konvertuesit e tensionit linear në pllakat amë nuk gjenden më sot. Në këta konvertues, tensioni zvogëlohet duke ulur një pjesë të tensionit në elementët rezistent dhe duke shpërndarë një pjesë të fuqisë së konsumuar në formën e nxehtësisë. Konvertuesit e tillë furnizoheshin me radiatorë të fuqishëm dhe ishin shumë të nxehtë. Sidoqoftë, me rritjen e fuqisë (dhe, në përputhje me rrethanat, rrymat) të konsumuara nga përbërësit e pllakave amë, konvertuesit e tensionit linear u detyruan të braktiseshin, pasi kishte një problem të ftohjes së tyre. Të gjitha pllakat amë moderne përdorin konvertues komutues DC-DC, të cilët nxehen shumë më pak se ato lineare.

Një konvertues DC/DC në rënie për të fuqizuar një procesor shpesh quhet VRM (Moduli i Rregullimit të Tensionit) ose VRD (Rregulluesi i Tensionit Poshtë). Dallimi midis VRM dhe VRD është se moduli VRD ndodhet direkt në motherboard, ndërsa VRM është një modul i jashtëm që është i instaluar në një slot të veçantë në motherboard. Aktualisht, modulet e jashtme VRM praktikisht nuk gjenden, dhe të gjithë prodhuesit përdorin module VRD. Sidoqoftë, vetë emri VRM ka zënë rrënjë aq shumë sa është bërë i zakonshëm dhe tani përdoret edhe për t'iu referuar moduleve VRD.

Rregullatorët e tensionit të ndërrimit të përdorur për chipset, memorien dhe mikroqarqet e tjera të pllakave amë nuk kanë emrin e tyre specifik, por ato nuk ndryshojnë në parim nga VRD. Dallimi është vetëm në numrin e fazave të fuqisë dhe tensionit të daljes.

Siç e dini, çdo konvertues i tensionit karakterizohet nga tensioni i furnizimit me hyrje dhe dalje. Sa i përket tensionit të furnizimit në dalje, ai përcaktohet nga mikroqarku specifik për të cilin përdoret rregullatori i tensionit. Por voltazhi i hyrjes mund të jetë ose 5 ose 12 V.

Më parë (gjatë Procesorët Intel Pentium III) përdori një tension të hyrjes prej 5 V për ndërrimin e rregullatorëve të tensionit, por më pas prodhuesit e pllakave amë filluan të përdorin një tension hyrës prej 12 V më shpesh, dhe tani të gjitha bordet përdorin një tension të furnizimit prej 12 V si tensionin hyrës të rregullatorëve të tensionit komutues. .

Parimi i funksionimit të një rregullatori të tensionit të furnizimit me ndërprerje njëfazore

Para se të vazhdojmë me shqyrtimin e rregullatorëve të tensionit të kalimit shumëfazor, le të shqyrtojmë parimin e funksionimit të rregullatorit më të thjeshtë të tensionit të kalimit njëfazor.

Komponentët e rregullatorit të tensionit komutues

Konvertuesi i tensionit të furnizimit me ndërprerje në thelb përmban një kontrollues PWM (kontrollues PWM) - një çelës elektronik që kontrollohet nga një kontrollues PWM dhe lidh dhe shkëput periodikisht ngarkesën në linjën e tensionit të hyrjes, si dhe një filtër LC induktiv-kapacitiv. për të zbutur valëzimet e tensionit të daljes . PWM është një shkurtim për Pulse Wide Modulation (modulimi i gjerësisë së pulsit, PWM). Parimi i funksionimit të një konverteri pulsues të tensionit të uljes është si më poshtë. Kontrolluesi PWM krijon një sekuencë të pulseve të tensionit të kontrollit. Një sinjal PWM është një sekuencë pulsesh drejtkëndëshe të tensionit të karakterizuar nga amplituda, frekuenca dhe cikli i punës (Fig. 1).

Oriz. 1. Sinjali PWM dhe karakteristikat kryesore të tij

Cikli i punës së një sinjali PWM është raporti i intervalit kohor gjatë të cilit sinjali ka nivel të lartë, në periudhën e sinjalit PWM: = / T.

Sinjali i gjeneruar nga kontrolluesi PWM përdoret për të kontrolluar çelësin elektronik, i cili në mënyrë periodike, në frekuencën e sinjalit PWM, lidh dhe shkëput ngarkesën në linjën e energjisë 12 V. Amplituda e sinjalit PWM duhet të jetë e tillë që të mund të përdoret për të kontrolluar çelësin elektronik.

Prandaj, prodhimi çelës elektronik ekziston një sekuencë pulsesh drejtkëndëshe me një amplitudë prej 12 V dhe një shkallë përsëritjeje të barabartë me frekuencën e pulseve PWM. Nga kursi i matematikës dihet se çdo sinjal periodik mund të paraqitet si seri harmonike (seri Fourier). Në veçanti, një sekuencë periodike pulsesh drejtkëndëshe me të njëjtën kohëzgjatje, kur paraqitet si seri, do të ketë një përbërës konstant në përpjesëtim të zhdrejtë me ciklin e punës së impulseve, domethënë drejtpërdrejt proporcional me kohëzgjatjen e tyre. Duke kaluar pulset e marra përmes një filtri me kalim të ulët (LPF) me një frekuencë ndërprerjeje shumë më të ulët se shkalla e përsëritjes së pulsit, ky komponent konstant mund të izolohet lehtësisht, duke marrë një tension të qëndrueshëm konstant. Prandaj, konvertuesit e tensionit të pulsit përmbajnë gjithashtu një filtër me frekuencë të ulët që zbut (ndreq) një sekuencë pulsesh drejtkëndëshe të tensionit. Diagrami i bllokut strukturor një konvertues i tillë pulsues i tensionit në ulje është paraqitur në fig. 2.

Oriz. 2. Diagrami i bllokut strukturor i një uljeje të tillë pulsuese
konverteri i tensionit

Epo, tani le të shqyrtojmë më në detaje elementet e një konverteri të tensionit të furnizimit me buck pulsues.

Çelësi elektronik dhe drejtuesi i kontrollit

Një palë transistorësh MOSFET me n kanal (MOSFET) përdoret gjithmonë si një çelës elektronik për ndërrimin e konvertuesve të tensionit të furnizimit me energji elektrike të komponentëve të pllakës amë, të lidhur në atë mënyrë që kullimi i një transistori të lidhet me linjën e furnizimit 12 V, burimi. i këtij transistori është i lidhur me pikën e daljes dhe kullimin e një tranzistori tjetër, dhe burimi i tranzitorit të dytë është i tokëzuar. Tranzistorët e këtij çelësi elektronik (ndonjëherë i quajtur ndërprerës i rrymës) funksionojnë në atë mënyrë që njëri prej transistorëve të jetë gjithmonë në gjendje të hapur dhe tjetri në gjendje të mbyllur.

Për të kontrolluar ndërrimin e MOSFET-ve, sinjalet e kontrollit aplikohen në portat e këtyre transistorëve. Sinjali i kontrollit të kontrolluesit PWM përdoret për ndërrimin e MOSFET-ve, megjithatë ky sinjal nuk futet drejtpërdrejt në portat e transistorëve, por përmes një çipi special të quajtur drejtues MOSFET ose drejtues i fazës së energjisë. Ky shofer kontrollon ndërrimin e MOSFET-ve në një frekuencë të caktuar nga kontrolluesi PWM, duke aplikuar tensionet e kërkuara të kalimit në portat e transistorëve.

Kur tranzistori i lidhur me linjën e furnizimit 12 V është i ndezur, transistori i dytë, i lidhur përmes kullimit të tij me burimin e tranzitorit të parë, fiket. Në këtë rast, linja e furnizimit 12 V lidhet me ngarkesën përmes një filtri zbutës. Kur transistori i lidhur me linjën e furnizimit 12V është i mbyllur, tranzistori i dytë ndizet dhe linja e furnizimit 12V shkëputet nga ngarkesa, por ngarkesa lidhet me tokën përmes një filtri zbutës në këtë moment.

Filtër LC me kalim të ulët

Filtri zbutës ose me kalim të ulët është një filtër LC, domethënë një induktivitet i lidhur në seri me ngarkesën dhe një kapacitet i lidhur paralelisht me ngarkesën (Fig. 3).

Oriz. 3. Skema e një konverteri të tensionit të pulsit njëfazor

Siç dihet nga kursi i fizikës, nëse një sinjal harmonik i një frekuence të caktuar aplikohet në hyrjen e një filtri të tillë LC U në (f), pastaj tensioni në daljen e filtrit U jashtë (f) varet nga reaktancat e induktivitetit (Z L = j2fc) dhe kondensator Z c = 1/(j2fc). Koeficienti i transferimit të një filtri të tillë K(f) =(U jashtë (f))/(U në (f)) mund të llogaritet duke marrë parasysh një ndarës të tensionit të formuar nga rezistenca të varura nga frekuenca. Për një filtër të shkarkuar, marrim:

K(f) = Z c /(Z c + Z L)= 1/(1 – (2 f) 2 LC)

Ose, nëse prezantojmë shënimin f0 = 2/, atëherë marrim:

K(f) = 1/(1 – (f/f0) 2)

Nga kjo formulë mund të shihet se koeficienti i transferimit të një filtri LC ideal të shkarkuar rritet pafundësisht me afrimin e frekuencës f0, dhe pastaj, në f>f0, zvogëlohet proporcionalisht 1/f2. Në frekuenca të ulëta (f koeficienti i transmetimit është afër unitetit dhe në nivel të lartë (f>f0)- në zero. Prandaj, frekuenca f 0 quhet frekuenca e ndërprerjes së filtrit.

Siç është përmendur tashmë, zbutja e pulseve të tensionit duke përdorur një filtër LC është e nevojshme në mënyrë që frekuenca e ndërprerjes së filtrit f 0 = 2/ ishte dukshëm më e ulët se shkalla e përsëritjes së impulseve të tensionit. Kjo gjendje ju lejon të zgjidhni kapacitetin dhe induktivitetin e nevojshëm të filtrit. Sidoqoftë, le të largohemi nga formula dhe të përpiqemi të shpjegojmë parimin e filtrit në një gjuhë më të thjeshtë.

Në momentin kur çelësi i energjisë është i hapur (transistori T 1 është i hapur, tranzistori T 2 është i mbyllur), energjia nga burimi i hyrjes transferohet në ngarkesë përmes induktivitetit L në të cilin ruhet energjia. Rryma që rrjedh nëpër qark nuk ndryshon menjëherë, por gradualisht, pasi EMF që ndodh në induktancë parandalon ndryshimin e rrymës. Në të njëjtën kohë, ngarkohet edhe kondensatori i instaluar paralelisht me ngarkesën.

Pasi të mbyllet çelësi i energjisë (transistori T 1 është i mbyllur, transistori T 2 është i hapur), rryma nga linja e tensionit të hyrjes nuk derdhet në induktivitet, por sipas ligjeve të fizikës, EMF e induksionit në zhvillim ruan drejtimin aktual. Kjo do të thotë, gjatë kësaj periudhe, rryma furnizohet në ngarkesë nga elementi induktiv. Në mënyrë që qarku të mbyllet dhe rryma të rrjedhë në kondensatorin zbutës dhe në ngarkesë, hapet transistori T 2, duke siguruar një qark të mbyllur dhe rrjedhjen e rrymës përgjatë induktivitetit të rrugës - kapacitetit dhe ngarkesës - tranzitorit T 2 - induktivitetit.

Siç është përmendur tashmë, duke përdorur një filtër të tillë zbutës, mund të merrni një tension në ngarkesë që është në proporcion me ciklin e punës të pulseve të kontrollit PWM. Megjithatë, është e qartë se me këtë metodë të zbutjes, tensioni i daljes do të ketë valëzime të tensionit të furnizimit në raport me ndonjë vlerë mesatare (tensioni në dalje) - fig. 4. Madhësia e valëzimit të tensionit në dalje varet nga frekuenca e kalimit të transistorëve, vlera e kapacitetit dhe induktiviteti.

Oriz. 4. Grumbullim i tensionit pas zbutjes me një filtër LC

Stabilizimi i tensionit të daljes dhe funksionet e kontrolluesit PWM

Siç është përmendur tashmë, voltazhi i daljes varet (për një ngarkesë të caktuar, frekuencë, induktivitet dhe kapacitet) nga cikli i punës së impulseve PWM. Meqenëse rryma përmes ngarkesës ndryshon në mënyrë dinamike, lind problemi i stabilizimit të tensionit të daljes. Kjo bëhet në mënyrën e mëposhtme. Kontrolluesi PWM që gjeneron sinjale komutuese të tranzistorit është i lidhur me ngarkesën në një lak reagime dhe monitoron vazhdimisht tensionin e daljes në ngarkesë. Brenda kontrolluesit PWM, gjenerohet një tension referencë i furnizimit, i cili duhet të jetë në ngarkesë. Kontrolluesi PWM krahason vazhdimisht tensionin e daljes me tensionin e referencës dhe nëse ndodh një mospërputhje U, atëherë ky sinjal gabimi përdoret për të ndryshuar (korrigjuar) ciklin e punës së pulseve PWM, domethënë ndryshimin në ciklin e punës të pulseve ~ U. Kështu realizohet stabilizimi i tensionit të daljes.

Natyrisht, lind pyetja: si e di kontrolluesi PWM për tensionin e kërkuar të furnizimit? Për shembull, nëse flasim për procesorë, atëherë, siç e dini, tensioni i furnizimit modele të ndryshme procesori mund të jetë i ndryshëm. Për më tepër, edhe për të njëjtin procesor, voltazhi i furnizimit mund të ndryshojë dinamikisht në varësi të ngarkesës së tij aktuale.

Kontrolluesi PWM mëson për tensionin e kërkuar nominal të furnizimit nga sinjali VID (Identifikuesi i Tensionit). Për procesorë modernë Intel Core Procesorët i7 që mbështesin specifikimin e fuqisë VR 11.1, sinjali VID është 8-bit dhe për procesorët e vjetër që janë të pajtueshëm me specifikimin VR 10.0, sinjali VID ishte 6-bit. Sinjali VID 8-bit (një kombinim i 0 dhe 1) ju lejon të vendosni 256 nivele të ndryshme të tensionit të procesorit.

Kufizimet e një rregullatori të tensionit të furnizimit me ndërprerje njëfazore

Qarku njëfazor i rregullatorit të tensionit të furnizimit të kalimit i konsideruar nga ne është i thjeshtë në ekzekutim, por ka një numër kufizimesh dhe disavantazhesh.

Nëse flasim për kufizimin e një rregullatori të tensionit të furnizimit me ndërprerje njëfazore, atëherë qëndron në faktin se MOSFET, induktancat (mbytjet) dhe kapacitetet kanë një kufi në rrymën maksimale që mund të kalojë përmes tyre. Për shembull, për shumicën e transistorëve MOSFET që përdoren në rregullatorët e tensionit të pllakës amë, kufiri aktual është 30 A. Në të njëjtën kohë, vetë procesorët, me një tension furnizimi prej rreth 1 V dhe një konsum energjie prej më shumë se 100 W, konsumojnë më shumë se 100 A. Është e qartë se nëse me një forcë të tillë aktuale përdoret një rregullator i tensionit të furnizimit me një fazë, atëherë elementët e tij thjesht do të "digjen".

Nëse flasim për disavantazhin e një rregullatori të tensionit të furnizimit me ndërprerje njëfazore, atëherë qëndron në faktin se tensioni i furnizimit në dalje ka valëzime, gjë që është shumë e padëshirueshme.

Për të kapërcyer kufizimet aktuale të rregullatorëve të tensionit komutues, si dhe për të minimizuar valëzimin e tensionit të daljes, përdoren rregullatorët e tensionit të kalimit polifaz.

Rregullatorët e tensionit të ndërrimit shumëfazor

Në rregullatorët e tensionit komutues polifaz, çdo fazë formohet nga një drejtues komutues MOSFET, një palë vetë MOSFET dhe një filtër zbutës LC. Në këtë rast, përdoret një kontrollues PWM shumëkanalësh, me të cilin janë lidhur paralelisht disa faza të fuqisë (Fig. 5).

Oriz. 5. Skema strukturore rregullatori i tensionit të furnizimit me ndërprerje shumëfazore

Përdorimi i një rregullatori të tensionit të furnizimit me fazë N ju lejon të shpërndani rrymën në të gjitha fazat, dhe për këtë arsye, rryma që rrjedh nëpër secilën fazë do të jetë në N herë më pak se rryma e ngarkesës (në veçanti, procesori). Për shembull, nëse përdorni një rregullator të tensionit të furnizimit me procesor 4-fazor me një kufi aktual prej 30 A në secilën fazë, atëherë rryma maksimale përmes procesorit do të jetë 120 A, e cila është mjaft e mjaftueshme për shumicën e procesorëve modernë. Sidoqoftë, nëse përdoren procesorë me një TDP prej 130 W ose pritet mundësia e mbingarkesës së procesorit, atëherë këshillohet të përdorni jo një rregullator të tensionit të furnizimit të procesorit me ndërprerje 6-fazore, ose të përdorni mbytës, kondensatorë. dhe MOSFET të projektuar për një rrymë më të lartë në çdo fazë të furnizimit.

Për të reduktuar valëzimin e tensionit të daljes në rregullatorët e tensionit shumëfazor, të gjitha fazat funksionojnë në sinkronizim me kohën s m zhvendosje në raport me njëri-tjetrin. Nëse T është periudha e ndërrimit të MOSFET-ve (periudha e sinjalit PWM) dhe përdoret N faza, atëherë zhvendosja kohore për secilën fazë do të jetë T/N(Fig. 6). Kontrolluesi PWM është përgjegjës për sinkronizimin e sinjaleve PWM për secilën fazë me një zhvendosje kohore.

Oriz. 6. Zhvendosjet e kohës së sinjaleve PWM në një rregullator të tensionit polifaz

Si rezultat i faktit se të gjitha fazat funksionojnë me kohën s m zhvendosje në lidhje me njëra-tjetrën, valëzimi i tensionit dhe rrymës së daljes për secilën fazë do të zhvendoset gjithashtu përgjatë boshtit kohor në lidhje me njëra-tjetrën. Rryma totale që kalon përmes ngarkesës do të jetë shuma e rrymave në secilën fazë, dhe valëzimi i rrymës që rezulton do të jetë më i vogël se rryma e rrymës në secilën fazë (Fig. 7).

Oriz. 7. Rryma për fazë
dhe rryma e ngarkesës që rezulton
në rregullator trefazor tensionit

Pra, avantazhi kryesor i rregullatorëve të tensionit të furnizimit me ndërprerje shumëfazore është se ata lejojnë, së pari, të kapërcejnë kufirin aktual, dhe së dyti, të zvogëlojnë valëzimin e tensionit të daljes me të njëjtën kapacitet dhe induktivitet të filtrit zbutës.

Rregullatorët diskretë të tensionit shumëfazor dhe teknologjia DrMOS

Siç kemi vërejtur tashmë, çdo fazë e fuqisë formohet nga një drejtues kontrolli, dy MOSFET, një mbytje dhe një kondensator. Në të njëjtën kohë, një kontrollues PWM kontrollon njëkohësisht disa faza të energjisë. Strukturisht, në pllakat amë, të gjithë përbërësit e fazës mund të jenë diskrete, domethënë ekziston një çip i veçantë drejtues, dy transistorë të veçantë MOSFET, një induktor dhe kapacitet i veçantë. Kjo qasje diskrete përdoret nga shumica e prodhuesve të pllakave amë (ASUS, Gigabyte, ECS, AsRock, etj.). Sidoqoftë, ekziston një qasje paksa e ndryshme, kur në vend të përdorimit të një çipi të veçantë drejtues dhe dy transistorëve MOSFET, përdoret një çip që kombinon të dy transistorët e fuqisë dhe një drejtues. Kjo teknologji është zhvilluar nga Intel dhe quhet DrMOS, që fjalë për fjalë do të thotë Driver + MOSFET. Natyrisht, në këtë rast përdoren gjithashtu mbytës dhe kondensatorë të veçantë, dhe një kontrollues PWM me shumë kanale përdoret për të kontrolluar të gjitha fazat.

Aktualisht, teknologjia DrMOS përdoret vetëm në pllakat amë MSI. Është mjaft e vështirë të flasim për avantazhet e teknologjisë DrMOS në krahasim me mënyrën tradicionale diskrete të organizimit të fazave të energjisë. Këtu, përkundrazi, gjithçka varet nga çipi specifik DrMOS dhe karakteristikat e tij. Për shembull, nëse flasim për borde të reja MSI për procesorë të familjes Intel Core i7, atëherë ata përdorin çipin Renesas R2J20602 DrMOS (Fig. 8). Për shembull, në Bordi MSI Eclipse Plus përdor një rregullator të tensionit të procesorit 6-fazor (Fig. 9) bazuar në një kontrollues PWM me 6 kanale Intersil ISL6336A (Fig. 10) dhe çipat Renesas R2J20602 DrMOS.

Oriz. 8. Çipi DrMOS Renesas R2J20602

Oriz. 9. Rregullatori i tensionit të procesorit gjashtëfazor
bazuar në kontrolluesin PWM me 6 kanale Intersil ISL6336A
dhe DrMOS ICs Renesas R2J20602 në tabelën MSI Eclipse Plus

Oriz. 10. Kontrollues PWM me gjashtë kanale
Intersil ISL6336A

Renesas R2J20602 DrMOS IC mbështet frekuencat e ndërrimit të MOSFET deri në 2 MHz dhe është shumë efikas. Në tensioni i hyrjes 12 V, dalje 1.3 V dhe një frekuencë komutimi prej 1 MHz, efikasiteti i tij është 89%. Kufiri aktual është 40 A. Është e qartë se me një furnizim me energji të procesorit gjashtëfazor, sigurohet të paktën një rezervë e dyfishtë e rrymës për mikroqarkun DrMOS. Me një vlerë reale aktuale prej 25 A, konsumi i energjisë (i çliruar si nxehtësi) i vetë çipit DrMOS është vetëm 4.4 watts. Gjithashtu bëhet e qartë se kur përdorni çipat Renesas R2J20602 DrMOS, nuk ka nevojë të përdorni më shumë se gjashtë faza në rregullatorët e tensionit të procesorit.

Intel në motherboard-in e saj Intel DX58S0 bazuar në Çipset Intel X58 për procesorët Intel Core i7 përdor gjithashtu një rregullator të tensionit të procesorit 6-fazor, por diskret. Një kontrollues PWM me 6 kanale ADP4000 nga On Semiconductor përdoret për të kontrolluar fazat e fuqisë dhe mikroqarqet ADP3121 përdoren si drejtues MOSFET (Fig. 11). Kontrolluesi ADP4000 PWM mbështet ndërfaqen PMBus (Power Manager Bus) dhe është i programueshëm për funksionim në 1, 2, 3, 4, 5 dhe 6 faza me aftësinë për të ndërruar numrin e fazave në kohë reale. Përveç kësaj, duke përdorur ndërfaqen PMBus, mund të lexoni vlerat aktuale të rrymës së procesorit, tensionin e tij dhe konsumin e energjisë. Mund të pendohet vetëm që Intel nuk i zbatoi këto veçori të çipit ADP4000 në mjetin e monitorimit të statusit të procesorit.

Oriz. 11. Rregullator i tensionit të procesorit gjashtëfazor
bazuar në kontrolluesin ADP4000 PWM dhe drejtuesit ADP3121 MOSFET
në një tabelë Intel DX58S0 (tregohen dy faza të energjisë)

Vini re gjithashtu se çdo fazë e fuqisë përdor transistorë të fuqisë On Semiconductor NTMFS4834N MOSFET me një kufi rrymë prej 130 A. Është e lehtë të merret me mend se me kufij të tillë të rrymës, vetë transistorët e fuqisë nuk janë pengesa e fazës së energjisë. Në këtë rast, kufiri aktual në fazën e furnizimit imponon një mbytje. Në qarkun e rregullatorit të tensionit në shqyrtim përdoren mbytje PULSE PA2080.161NL me një kufi të rrymës 40 A, por është e qartë se edhe me një kufi të tillë të rrymës, mjaftojnë gjashtë faza të furnizimit me energji të procesorit dhe ka një diferencë të madhe. për mbingarkesë ekstreme të procesorit.

Teknologjia e ndërrimit të fazës dinamike

Pothuajse të gjithë prodhuesit e pllakave amë tani po përdorin teknologjinë ndërrimi dinamik numri i fazave të fuqisë së procesorit (po flasim për bordet për procesorët Intel). Në fakt, këtë teknologji nuk është aspak e re dhe është zhvilluar nga Intel shumë kohë më parë. Megjithatë, siç ndodh shpesh, pasi u shfaq, kjo teknologji doli të ishte e padeklaruar nga tregu dhe për një kohë të gjatë shtrihej në "depo". Dhe vetëm kur ideja e zvogëlimit të konsumit të energjisë së kompjuterëve pushtoi mendjet e zhvilluesve, ata kujtuan ndërrimin dinamik të fazave të fuqisë së procesorit. Prodhuesit e pllakave amë po përpiqen ta kalojnë këtë teknologji si të tyren dhe të gjejnë emra të ndryshëm për të. Për shembull, Gigabyte e quan atë Advanced Energy Saver (AES), ASRock e quan atë Intelligent Energy Saver (IES), ASUS e quan atë EPU dhe MSI e quan atë Ndërrimi i fazës aktive (APS). Sidoqoftë, pavarësisht nga shumëllojshmëria e emrave, të gjitha këto teknologji zbatohen saktësisht në të njëjtën mënyrë dhe, natyrisht, nuk janë të pronarit. Për më tepër, aftësia për të ndërruar fazat e fuqisë së procesorit është e integruar në specifikimin Intel VR 11.1 dhe të gjithë kontrollorët PWM që janë në përputhje me specifikimin VR 11.1 e mbështesin atë. Në fakt, prodhuesit e motherboard-it kanë pak zgjedhje këtu. Këta janë ose kontrollues PWM nga Intersil (për shembull, kontrolluesi PWM me 6 kanale Intersil ISL6336A), ose kontrollues PWM nga On Semiconductor (për shembull, kontrolluesi PWM me 6 kanale ADP4000). Kontrollorët nga kompani të tjera përdoren më rrallë. Të dy kontrollorët në përputhje me Intersil dhe On Semiconductor VR 11.1 mbështesin ndërrimin dinamik të fazës së energjisë. Pyetja e vetme është se si prodhuesi i motherboard përdor aftësitë e kontrolluesit PWM.

Natyrisht, lind pyetja: pse teknologjia e ndërrimit dinamik të fazave të energjisë quhet kursim i energjisë dhe cili është efikasiteti i aplikimit të saj?

Konsideroni, për shembull, një motherboard me një rregullator të tensionit të procesorit 6-fazor. Nëse procesori nuk është shumë i ngarkuar, që do të thotë se rryma e konsumuar prej tij është e vogël, është mjaft e mundur të kalohet me dy faza të energjisë, dhe nevoja për gjashtë faza lind kur procesori është shumë i ngarkuar, kur rryma e konsumuar nga arrin vlerën maksimale. Në të vërtetë, është e mundur që numri i fazave të energjisë të përfshira të korrespondojë me rrymën e konsumuar nga procesori, domethënë, në mënyrë që fazat e fuqisë të ndërrohen në mënyrë dinamike në varësi të ngarkesës së procesorit. Por a nuk është më e lehtë të përdorësh të gjashtë fazat e fuqisë në çdo rrymë procesori? Për t'iu përgjigjur kësaj pyetjeje, duhet të keni parasysh se vetë çdo rregullator i tensionit konsumon një pjesë të energjisë elektrike që konverton, e cila lirohet në formën e nxehtësisë. Prandaj, një nga karakteristikat e një konverteri të tensionit është efikasiteti i tij, ose efikasiteti i energjisë, domethënë raporti i fuqisë së transferuar në ngarkesë (tek procesori) me fuqinë e konsumuar nga rregullatori, që është shuma e fuqisë konsumuar nga ngarkesa dhe fuqia e konsumuar nga vetë rregullatori. Efikasiteti energjetik i rregullatorit të tensionit varet nga vlera aktuale e rrymës së procesorit (ngarkesa e tij) dhe numri i fazave të fuqisë së përfshirë (Fig. 12).

Oriz. 12. Varësia e efiçencës (efiçencës) energjetike të rregullatorit të tensionit
në rrymën e procesorit me një numër të ndryshëm fazash të fuqisë

Varësia e efikasitetit energjetik të rregullatorit të tensionit nga rryma e procesorit me një numër konstant të fazave të fuqisë është si më poshtë. Fillimisht, me një rritje të rrymës së ngarkesës (procesorit), efikasiteti i rregullatorit të tensionit rritet në mënyrë lineare. Më tej, arrihet vlera maksimale e efikasitetit, dhe me një rritje të mëtejshme të rrymës së ngarkesës, efikasiteti gradualisht zvogëlohet. Gjëja kryesore është që vlera e rrymës së ngarkesës, në të cilën arrihet vlera maksimale e efikasitetit, varet nga numri i fazave të furnizimit, dhe për këtë arsye, nëse përdoret teknologjia e ndërrimit dinamik të fazave të furnizimit, atëherë efikasiteti i Rregullatori i tensionit të furnizimit mund të mbahet gjithmonë në nivelin më të lartë të mundshëm.

Duke krahasuar varësitë e efikasitetit energjetik të rregullatorit të tensionit nga rryma e procesorit për një numër të ndryshëm fazash të fuqisë, mund të konkludojmë: në një rrymë të ulët të procesorit (me një ngarkesë të lehtë të procesorit), është më efikase të përdoret një numër më i vogël fazat e fuqisë. Në këtë rast, më pak energji do të konsumohet nga vetë rregullatori i tensionit dhe do të çlirohet si nxehtësi. Në rrymat e larta të procesorit, përdorimi i një numri të vogël të fazave të fuqisë çon në një ulje të efikasitetit të energjisë të rregullatorit të tensionit. Prandaj, në këtë rast, është optimale të përdoret një numër më i madh i fazave të fuqisë.

Nga pikëpamja teorike, përdorimi i teknologjisë së ndërrimit dinamik të fazave të fuqisë së procesorit duhet, së pari, të zvogëlojë konsumin e përgjithshëm të energjisë së sistemit, dhe së dyti, shpërndarjen e nxehtësisë në vetë rregullatorin e tensionit të furnizimit. Për më tepër, sipas prodhuesve të pllakave amë, kjo teknologji mund të zvogëlojë konsumin e energjisë së sistemit deri në 30%. Sigurisht, 30% është një numër i marrë nga tavani. Në realitet, teknologjia e ndërrimit dinamik të fazave të energjisë mund të zvogëlojë konsumin total të energjisë së sistemit me jo më shumë se 3-5%. Fakti është se kjo teknologji ju lejon të kurseni energjinë elektrike të konsumuar vetëm nga vetë rregullatori i tensionit. Sidoqoftë, konsumatorët kryesorë të energjisë elektrike në një kompjuter janë procesori, karta video, chipset dhe memoria, dhe në sfondin e konsumit total të energjisë së këtyre komponentëve, konsumi i energjisë i vetë rregullatorit të tensionit është mjaft i vogël. Prandaj, pavarësisht se si e optimizoni konsumin e energjisë së rregullatorit të tensionit, është thjesht e pamundur të arrihen kursime të konsiderueshme.

"patate të skuqura" të marketingut të prodhuesve

Prodhuesit e pllakave amë bëjnë përpjekje të mëdha për të tërhequr vëmendjen e blerësve ndaj produkteve të tyre dhe me motivim dëshmojnë se ato janë më të mira se ato të konkurrentëve! Një nga këto "çipa" të marketingut është rritja e fazave të fuqisë së rregullatorit të tensionit të procesorit. Nëse më parë rregullatorët e tensionit gjashtëfazor përdoreshin në pllakat më të larta amë, tani ata përdorin 10, 12, 16, 18 dhe madje 24 faza. A keni vërtet nevojë për kaq shumë faza të fuqisë, apo ky është thjesht një mashtrim marketingu?

Sigurisht, rregullatorët e tensionit polifaz kanë avantazhet e tyre të pamohueshme, por ka një kufi të arsyeshëm për gjithçka. Për shembull, siç kemi vërejtur tashmë, një numër i madh i fazave të fuqisë lejon përdorimin e përbërësve me rrymë të ulët (MOSFET, mbytës dhe kapacitete) në secilën fazë të energjisë, të cilat, natyrisht, janë më të lira se përbërësit kufizues të rrymës së lartë. Megjithatë, tani të gjithë prodhuesit e pllakave amtare përdorin kondensatorë polimerësh të ngurtë dhe mbytëse me bërthamë ferrit, të cilat kanë një kufi aktual prej të paktën 40 A. MOSFET gjithashtu kanë një kufi aktual prej të paktën 40 A (dhe së fundmi ka pasur një tendencë drejt MOSFET-ve). një kufi aktual prej 75 A). Është e qartë se me kufizime të tilla aktuale, mjafton të përdoren gjashtë faza të fuqisë në secilën fazë të valës. Një rregullator i tillë i tensionit është teorikisht i aftë të sigurojë një rrymë procesori më shumë se 200 A, dhe për këtë arsye një konsum energjie prej më shumë se 200 vat. Është e qartë se edhe në modalitetin e mbingarkesës ekstreme, është pothuajse e pamundur të arrihen vlera të tilla të rrymës dhe konsumit të energjisë. Pra, pse prodhuesit bëjnë rregullatorë të tensionit me 12 faza ose më shumë, nëse një rregullator i tensionit gjashtëfazor mund të sigurojë gjithashtu energji për procesorin në çdo mënyrë të funksionimit të tij?

Nëse krahasojmë rregullatorët e tensionit 6- dhe 12-fazor, atëherë teorikisht, kur përdorni teknologjinë e ndërrimit të fazës dinamike të energjisë, efikasiteti i energjisë i një rregullatori të tensionit 12-fazor do të jetë më i lartë. Megjithatë, ndryshimi në efiçencën e energjisë do të vërehet vetëm në rrymat e larta të procesorit, të cilat janë të paarritshme në praktikë. Por edhe nëse është e mundur të arrihet një vlerë kaq e lartë aktuale në të cilën efikasiteti i energjisë i rregullatorëve të tensionit 6- dhe 12-fazor do të ndryshojë, atëherë ky ndryshim do të jetë aq i vogël sa mund të injorohet. Prandaj, për të gjithë procesorët modernë me një konsum të energjisë prej 130 W, edhe në mënyrën e mbingarkesës së tyre ekstreme, mjafton një rregullator i tensionit 6-fazor për valën. Përdorimi i një rregullatori të tensionit 12-fazor nuk ofron asnjë avantazh edhe me teknologjinë dinamike të ndërrimit të fazës. Pse prodhuesit filluan të prodhojnë rregullatorë të tensionit 24-fazor është supozimi i kujtdo. Nuk ka asnjë arsye të shëndoshë në këtë, me sa duket, ata presin t'u bëjnë përshtypje përdoruesve teknikisht analfabetë, për të cilët "sa më shumë aq më mirë".

Nga rruga, do të ishte e dobishme të theksohet se sot nuk ka kontrollues PWM 12- dhe aq më tepër 24-kanalësh që kontrollojnë fazat e energjisë. Shuma maksimale kanalet në kontrollorët PWM janë gjashtë. Prandaj, kur përdoren rregullatorë të tensionit me më shumë se gjashtë faza, prodhuesit detyrohen të instalojnë disa kontrollues PWM që punojnë në sinkron. Kujtoni që sinjali i kontrollit PWM në çdo kanal ka një vonesë të caktuar në lidhje me sinjalin PWM në kanalin tjetër, por këto zhvendosje të kohës së sinjalit zbatohen brenda të njëjtit kontrollues. Rezulton se kur përdorni, për shembull, dy kontrollues PWM me 6 kanale për të organizuar një rregullator të tensionit 12-fazor, fazat e furnizimit të kontrolluara nga një kontrollues kombinohen në çifte me fazat e furnizimit të kontrolluara nga një kontrollues tjetër. Kjo do të thotë, faza e parë e fuqisë së kontrolluesit të parë do të funksionojë në mënyrë sinkrone (pa zhvendosje kohore) me fazën e parë të fuqisë së kontrolluesit të dytë. Fazat do të ndërrohen në mënyrë dinamike, me shumë mundësi, edhe në çifte. Në përgjithësi, ky nuk është një rregullator "i ndershëm" i tensionit 12-fazor, por një version hibrid i një rregullatori 6-fazor me dy kanale në secilën fazë.



Po ngarkohet...
2022 •
Top