Мікропроцесори є найпотужнішими споживачами енергії в сучасних комп'ютерах. Струм споживання сучасного мікропроцесора може досягати величини кількох десятків ампер. При цьому якість напруги живлення мікропроцесора є найважливішим фактором, що визначає стабільність роботи всієї системи. Про те, як виробники системних плат вирішують проблему забезпечення мікропроцесора потужним та якісним харчуванням, розповідається у статті, що пропонується до вашої уваги.
Преамбула
Тактова частота мікропроцесорів неухильно зростає і сягає нині вже кількох ГГц. Підвищення тактової частотимікропроцесора супроводжується значним збільшенням споживаної ним потужності, а, відповідно, призводить до збільшення температури кристала процесора. Крім того, на енергоспоживання мікропроцесорів впливає і підвищення кількості транзисторів на його кристалі (чим сучасніший процесор, тим більше високим ступенемінтеграції він має). Хоча КМОП-транзистори, що є основою мікропроцесорів, споживають у закритому стані мізерні струми, але коли йдеться вже про кілька мільйонів транзисторів, розташованих на кристалі процесора, то нехтувати цим вже не доводиться. Основне споживання енергії КМОП-транзистори здійснюють у момент його включення, і, природно, що частіше транзистори перемикаються, тим більше енергії вони споживають. В результаті, мільйони транзисторів, що перемикаються з високою частотою, здатні забезпечити споживання мікропроцесором такого струму, величина якого вже сягає 50 і більше Ампер. Таким чином, кристал процесора починає сильно розігріватися, що призводить до значного погіршення процесів перемикання транзисторів і здатне вивести їх із ладу. При цьому вирішити проблему виключно через тепловідведення не вдається.
Все це змушує виробників знижувати напругу живлення мікропроцесорів, точніше, напруга живлення його ядра. Зниження напруги живлення здатне вирішити проблему потужності, що розсіюється на кристалі мікропроцесора і знизити його температуру. Якщо найперші мікропроцесори сімейства 80x86 мали напругу живлення +5В (а вперше зниження напруги до +3.3В було застосовано в I80486), то мікропроцесори останніх поколінь вже можуть працювати при напругі живлення +0.5В (див. специфікацію VR11 від Intel).
Але річ у тому, що такі низькі напруги не виробляються системним джерелом живлення. Нагадаємо, що на його виході формуються лише напруги +3.3V, +5V та +12V. Таким чином, на системній платі повинен з'явитися власний регулятор напруги, здатний знизити ці високовольтні напруги до рівня, необхідного для живлення ядра процесора, тобто. до величини 0.5 - 1.6 В (Рис.1).
Рис.1
Так як цей регулятор забезпечує перетворення постійної напруги +12В на постійну напругу, але меншого номіналу, то регулятор отримав назву DC-DC Converter (перетворювач постійного струмуу постійний струм). Хочеться звернути увагу всіх фахівців, що напруга ядра процесора виробляється зараз із напруги +12V, а не з +5V або +3.3V, як це могло б здатися більш логічним. Справа в тому, що напруга каналу +12V є найбільшою, і тому в ньому можна створити значно більшу потужність за меншого значення струму. Таким чином, у сучасних обчислювальних системахнайважливішим напругою стає +12V, і у цьому каналі течуть найбільші струми. Це, до речі, знайшло відображення і в стандартах, що описують вимоги до системним блокамживлення, відповідно до яких, здатність навантаження каналу +12V є максимальною. Крім того, на виході блоку живлення має бути два канали напруги +12В (+12V1 і +12V2), причому контроль струму в кожному з цих каналів має здійснюватися незалежно. Один із цих каналів, а саме +12V2, призначений, якраз, для живлення ядра процесора, і до нього пред'являються найжорсткіші вимоги щодо стабільності та найменші допуски на відхилення від номінального значення.
Необхідно відзначити ще наступний момент. Оскільки потужність, споживана процесорами, є досить великий (може досягати майже 100 Вт), перетворення напруги необхідно здійснювати імпульсним методом. Лінійне перетворенняне здатне забезпечити досить високий ККД на такій потужності, і призводитиме до значних втрат, а отже, і до нагрівання елементів перетворювача. На сьогоднішній день лише імпульсне перетворення дозволяє отримати ефективне та економічне джерело живлення з невеликими габаритами та з прийнятною вартістю виконання. Таким чином, на системній платі знаходиться DC-DC Converter, що є імпульсним перетворювачем типу (Step Down або Trim).
DC-DC Converter понижувального типу
Базова схема понижуючого перетворювача постійного струму представлена на рис.2.Хочеться відзначити, що регулятори такого типу у сучасній імпортній літературі отримали назву Buck Converter чи Buck Regulator. Транзистор Q1 у цій схемі є ключем, який, замикаючись/розмикаючись, створює з постійної напруги імпульсну напругу.
Рис.2
При цьому амплітуда формованих імпульсів дорівнює 12В. Для підвищення ефективності перетворення Q1 повинен перемикатися з високою частотою (що вище частота, тим ефективніше перетворення). У реальних схемах регуляторів системних плат частота перемикання транзисторів перетворювача може бути в діапазоні від 80 кГц до 2 МГц.
Далі, отримана імпульсна напруга згладжується дроселем L1 та електролітичним конденсатором C1. В результаті, на C1 створюється постійна напруга, але меншої величини. При цьому величина створеної постійної напруги буде пропорційною ширині імпульсів, отриманих на виході Q1. Якщо транзистор Q1 відкривається більший час, то енергія, накопичена на L1, також буде більше, що, в результаті, призводить до підвищення напруги на C1. Відповідно, і навпаки – при меншій тривалості відкритого стану транзистора Q1 напруга на С1 знижується. Цей метод регулювання постійної напруги отримав назву широтно-імпульсної модуляції - ШІМ (PWM – Pulse Width Modulation).
Дуже важливим елементом схеми є діод D1. Цим діодом підтримується струм навантаження, створюваний дроселем L1, у періоди часу, коли транзистор Q1 закритий. Іншими словами, при відкритому Q1 струм дроселя і струм навантаження забезпечується джерелом живлення, а в дроселі при цьому накопичується енергія. Після закривання транзистора Q1 струм навантаження підтримується за рахунок енергії, накопиченої на дроселі. Цей струм протікає через D1, тобто. енергія дроселя витрачається на підтримку струму навантаження ( див. рис.3).
Рис.3
Однак у практичних схемах знижувальних регуляторів, що формують потужні струми, виникають деякі проблеми. Справа в тому, що більшість діодів не має достатньої швидкодії, а також мають відносно великий опір відкритого. p-n переходу. Все це не має вирішального значення при малих струмах навантаження. А ось при великих струмах, все це призводить до значних втрат, сильного розігріву діода D1, сплесків напруги і виникнення зворотних струмів через діод при перемиканнях транзистора Q1. Саме тому дана схемабула доопрацьована з метою підвищення швидкодії та зниження втрат, внаслідок чого замість діода D1 стали використовувати ще один транзистор – Q2 (Рис.4).
Рис.4
Транзистор Q2, будучи МОП-транзистором, має дуже малий опір відкритого каналу і має високу швидкодію. Оскільки Q2 виконує функцію діода, він працює синхронно з Q1, але суворо протифазі, тобто. у момент замикання Q1, транзистор Q2 відкривається, і, навпаки, при відкритому Q1, транзистор Q2 – закритий (Див. рис.5).
Рис.5
Саме таке рішення є єдино можливим для організації перетворювачів напруги сучасних системних плат, де, як ми вже говорили, потрібні дуже великі струми для живлення процесора.
Закінчивши огляд базових технологій організації імпульсних регуляторів напруги, переходимо до розгляду практичних схем реалізації.
Основи організації регуляторів напруги ядра процесора
Відразу варто зазначити, що вже досить давно виробники елементної бази розпочали випуск спеціалізованих мікросхем, призначених для побудови імпульсних регуляторів напруги системних плат персональних комп'ютерів. Застосування подібних спеціалізованих мікросхем дозволяє покращити характеристики регуляторів, забезпечити їхню високу компактність і знизити вартість, як самих регуляторів, так і вартість їхньої розробки. На сьогоднішній день можна виділити три типи мікросхем, що використовуються в регуляторах напруги системних плат, призначених для живлення ядра процесора:
- основний контролер (Main Controller), який ще називають, як ШИМ-контролером (PWM-Controller) або регулятором напруги (Voltage Regulator);
- драйвер управління МОП-транзисторами (Synchronous-Rectifier MOSFET Driver);
- комбінований контролер, що поєднує в собі функції ШІМ-контролера, і драйвера МОП-транзисторів.
З урахуванням різновиду використовуваних мікросхем, у сучасних системних платах ми можемо зустріти два основні варіанти побудови імпульсних регуляторів напруги живлення ядра процесора.
І варіант. Цей варіант уражає застосування у системних платах початкового рівня, що відрізняються невисокою продуктивністю, тобто. він, найчастіше, застосовується на системних платах, у яких не передбачено використання високопродуктивних та потужних процесорів. У цьому варіанті керування силовими транзисторами перетворювача здійснюється мікросхемою комбінованого контролера. Ця мікросхема забезпечує виконання таких функцій:
- зчитування стану сигналів ідентифікації напруги живлення процесора (VIDn);
- формування ШІМ-сигналів для синхронного керування силовими МОП-транзисторами;
- контроль величини напруги живлення, що формується;
- Здійснення струмового захисту силових МОП-транзисторів;
- Формування сигналу, що підтверджує правильну роботу регулятора та наявність на його виході коректної напруги для живлення ядра процесора (сигнал PGOOD).
Приклад такого варіанта регулятора напруги представлений на рис.6. В цьому випадку, як бачимо, силові транзистори безпосередньо підключені до виходів мікросхеми комбінованого контролера. Як такий контролер досить часто використовувалася мікросхема HIP6004.
Рис.6
ІІ варіант. Цей варіант уражає системних плат, призначених для роботи з високопродуктивними процесорами. Так як високопродуктивний процесор має на увазі споживання великих струмів, то регулятор напруги роблять багатоканальним (Мал.7).
Рис.7
Наявність кількох каналів дозволяє зменшити величину струму кожного каналу, тобто. зменшити струми, що комутуються МОП-транзисторами. Це, у свою чергу, підвищує надійність усієї схеми і дозволяє використовувати менш потужні транзистори, що позитивно позначається на вартості як самого регулятора, так і системної плати в цілому.
Даний варіант регулятора характеризується використанням двох типів мікросхем: головного ШІМ-контролера та драйверів МОП-транзисторів. Синхронне керування МОП-транзисторами здійснюється драйверами, кожен з яких може керувати як однією, так і двома парами транзисторів. Драйвер забезпечує протифазне перемикання транзисторів відповідно до вхідним сигналом(найчастіше позначається PWM), який визначає частоту перемикання та час відкритого стану транзисторів. Кількість мікросхем драйверів відповідає кількості каналів імпульсного регулятора.
Управління всіма драйверами здійснює головний контролер (Main Controller), до основних функцій якого можна віднести:
-формування імпульсів для керування драйверами МОП-транзисторів;
- Зміна ширини цих керуючих імпульсів з метою стабілізації вихідної напруги регулятора;
- Контроль величини вихідної напруги регулятора;
- Забезпечення струмового захисту МОП-транзисторів;
- зчитування стану сигналів ідентифікації напруги живлення процесора (VIDn).
Крім цих функцій, можуть виконуватися й інші, допоміжні функції, наявність яких визначатиметься типом головного контролера, що використовується.
Загальна схема такого регулятора напруги представлена на рис.8. Більшість сучасних основних контролерів є 4-х канальними, тобто. мають 4 вихідні сигнали PWM для управління транзисторними драйверами.
Рис.8
Отже, на поточний момент часу регулятори напруги для ядра процесора можуть бути 2-х канальними, 3-х канальними і 4-х канальними.
Приклад реалізації 2-х канального регулятора представлений на рис.9. Цей регулятор побудований з використанням мікросхеми Main Controller типу HIP6301, який, в принципі, є чотириканальним, але два канали залишилися незадіяними.
Рис.9
Як драйвери ключів у цій схемі використані мікросхеми HIP6601B.
Приклад реалізації 4-х канального регулятора з використанням того ж самого Main Controllerа представлений на рис.10.
Рис.10
Контролер HIP6301 декодує напругу ядра процесора з урахуванням 5-розрядного ідентифікаційного коду (VID0 – VID4) та формує вихідні ШІМ-імпульси з частотою до 1.5 МГц. Крім того, ним формується сигнал PGOOD (хороше живлення) у тому випадку, якщо напруга ядра процесора, сформована регулятором напруги, відповідає значенням, заданим за допомогою сигналів VIDn.
Особливості багатоканальних регуляторів
При використанні багатоканальних регуляторів напруги можна відзначити кілька проблем, які вирішують розробникам системних плат. Справа в тому, що кожен канал є імпульсним регулятором, який, перемикаючись з високою частотою, створює на своєму виході імпульси струму. Ці імпульси, звичайно, повинні згладжуватися, і для цього використовуються електролітичні конденсатори та дроселі. Але річ у тому, що через велике струмове навантаження, ємність конденсаторів та індуктивність дроселів все-таки не вистачає для створення дійсно постійної напруги, внаслідок чого на шині живлення процесора спостерігаються пульсації. (Рис.11). Причому від цих пульсацій не рятує ні збільшення кількості конденсаторів, ні збільшення ємності конденсаторів та індуктивності дроселів, ні збільшення частоти перетворення (якщо не говорити про збільшення частоти в кілька разів). Природно, що ці пульсації можуть призвести до нестабільної роботи процесора.
Рис.11
Вихід із проблеми, якраз, знайдено у використанні багатоканальної архітектури регулятора напруги. Але тільки використанням декількох паралельних каналів вирішити проблему, все одно, не вдасться. Необхідно зробити те щоб ключі різних каналів перемикалися з фазовим зміщенням, тобто. вони мають відкриватися по черзі. Це дозволить зробити так, що кожен канал підтримуватиме вихідний струм регулятора в строго відведений період часу. Іншими словами, конденсатори, що згладжують, будуть заряджатися постійно, але від різних каналів в різні моменти часу. Так, наприклад, при використанні 4-х канального регулятора, вихідні конденсатори заряджаються чотири рази за один тактовий період контролера, тобто. імпульсні струми окремих каналів зміщені по фазі один щодо одного на 90° (Див. рис.12). Це відповідає збільшенню частоти перетворення в 4 рази, і якщо частота перемикання транзисторів кожного каналу дорівнює 0.5 МГц, то частота імпульсів на конденсаторі, що згладжує, буде становити вже 2 МГц.
Рис.12
Таким чином, ШІМ-імпульси, які формуються на виході мікросхеми головного контролера (вихідні сигнали PWM), повинні слідувати з певним фазовим зміщенням і це фазове зсув визначається внутрішньою архітектурою мікросхеми і задається, як правило, вже на етапі проектування мікросхеми. Але деякі контролери дозволяють конфігурувати їх під різні режимироботи: 2-фазне, 3-фазне або 4-фазне управління (про те, як це робиться, можна дізнатися в описах на самі контролери).
Цим уроком я починаю серію статей присвячених імпульсним стабілізаторам, цифровим регуляторам, пристроїв керування вихідною потужністю.
Мета, яку я поставив, є розробка контролера для холодильника на елементі Пельтьє.
Робитимемо аналог моєї розробки, тільки реалізований на основі плати Ардуїно.
- Ця розробка багатьох зацікавила, і мені посипалися листи з проханнями продати її на Ардуїно.
- Розробка ідеально підходить для вивчення апаратної та програмної частини цифрових регуляторів. До того ж вона поєднує у собі безліч завдань, вивчених у попередніх уроках:
- вимірювання аналогових сигналів;
- робота із кнопками;
- підключення систем індикації;
- вимірювання температури;
- робота з EEPROM;
- зв'язок із комп'ютером;
- паралельні процеси;
- і багато іншого.
Розробку я вестиму послідовно, крок за кроком, пояснюючи свої дії. Що в результаті вийде – не знаю. Сподіваюся на повноцінний робочий проект контролера холодильника.
Я не маю готового проекту. Уроки я писатиму за поточним станом, тому під час випробувань може з'ясуватися, що на якомусь етапі я помилився. Виправлятиму. Це краще, ніж я налагоджу розробку та видам готові рішення.
Відмінність розробки від прототипу.
Єдина функціональна відмінність від прототипу розробки на PIC-контролері - це відсутність швидкого стабілізатора напруги, який компенсує пульсації напруги живлення.
Тобто. Цей варіант пристрою повинен живитися від стабілізованого джерела живлення з низьким рівнем пульсацій (не більше 5%). Цим вимогам відповідають усі сучасні імпульсні блокиживлення.
А варіант живлення від нестабілізованого блоку живлення (трансформатор, випрямляч, ємнісний фільтр) виключено. Швидкодія системи Ардуїно не дозволяє реалізувати швидкий регулятор напруги. Рекомендую прочитати вимоги до живлення елемента Пельтьє.
Розробка загальної структурипристрої.
На цьому етапі треба у загальному вигляді зрозуміти:
- із яких елементів складається система;
- на якому контролері її виконати;
- чи достатньо висновків та функціональних можливостейконтролера.
Я представляю контролер "чорним ящиком" або "сміттєвою ямою" і підключаю до нього все, що треба. Потім дивлюся, чи підходить для цього, наприклад, плата Arduino UNO R3.
У моїй інтерпретації це так.
Я намалював прямокутник – контролер та всі сигнали, необхідні для підключення елементів системи.
Я вирішив, що потрібно підключити до плати:
- LCD індикатор (для відображення результатів та режимів);
- 3 кнопки (для керування);
- світлодіод індикації помилки;
- ключ керування вентилятором (для включення вентилятора радіатора гарячої сторони);
- ключ імпульсного стабілізатора (для регулювання потужності елемента Пельтьє);
- аналоговий вхід вимірювання струму навантаження;
- аналоговий вхід вимірювання напруги навантаження;
- датчик температури у камері (точний 1-wire датчик DS18B20);
- датчик температури радіатора (ще не вирішив, який датчик, швидше за теж DS18B20);
- сигнали зв'язку з комп'ютером.
Усього вийшло 18 сигналів. У плати Arduino UNO R3 чи Arduino NANO 20 висновків. Залишилося ще 2 висновки про запас. Може, захочеться ще одну кнопку підключити, чи світлодіод, чи датчик вологості, чи вентилятор холодної сторони… Нам потрібно 2 чи 3 аналогові входи, у плати – 6. Тобто. все нас влаштовує.
Можна призначити номери висновків відразу, можна під час розробки. Я призначив одразу. Підключення відбувається через рознімання, завжди можна змінити. Майте на увазі, що призначення висновків є остаточним.
Імпульсні стабілізатори.
Для точної стабілізації температури та роботи елемента Пельтьє необхідно в оптимальному режимі регулювати потужність на ньому. Регулятори бувають аналогові (лінійні) та імпульсні (ключові).
Аналогові регулятори є послідовно підключені до джерела живлення регулюючий елемент і навантаження. За рахунок зміни опору регулюючого елемента відбувається регулювання напруги або струму навантаження. Як регулюючий елемент, як правило, використовується біполярний транзистор.
Регулюючий елемент працює у лінійному режимі. На ньому виділяється "зайва" потужність. При великих струмах стабілізатори такого типу сильно гріються, мають невеликий ККД. Типовим лінійним стабілізатором напруги є мікросхема 7805.
Нам такий варіант не підходить. Робитимемо імпульсний (ключовий) стабілізатор.
Імпульсні стабілізатори бувають різні. Нам потрібен знижувальний імпульсний регулятор. Напруга на навантаженні в таких пристроях завжди нижче напруги живлення. Схема понижуючого імпульсного регулятора має такий вигляд.
А це діаграма роботи регулятора.
Транзистор VT працює у ключовому режимі, тобто. у нього може бути лише два стани: відкритий або закритий. Пристрій управління, у нашому випадку мікроконтролер, комутує транзистор з певною частотою та шпаруватістю.
- Коли транзистор відкритий струм тече ланцюгом: джерело живлення, транзисторний ключ VT, дросель L, навантаження.
- При розімкнутому ключі енергія, накопичена в дроселі, надходить у навантаження. Струм тече по ланцюгу: дросель, діод VD, навантаження.
Таким чином, постійна напруга на виході регулятора залежить від співвідношення часу відкритого (tвідкр) і закритого ключа(tзакр), тобто. від шпаруватості імпульсів управління. Змінюючи шпаруватість, мікроконтролер може змінювати напругу на навантаженні. Конденсатор C згладжує пульсацію вихідної напруги.
Головна перевага такого способу регулювання – високий ККД. Транзистор завжди знаходиться у відкритому чи закритому стані. Тому на ньому розсіюється невелика потужність - завжди чи напруга на транзисторі близько до нуля, чи струм дорівнює 0.
Це класична схемаімпульсного понижуючого регулятора. У ній ключовий транзистор відірвано від загального дроту. Транзистором важко управляти, потрібні спеціальні ланцюги усунення до шини напруги живлення.
Тому я змінив схему. У ній навантаження відірвано від загального дроту, зате до спільного дроту прив'язаний ключ. Таке рішення дозволяє керувати транзисторним ключем від сигналу мікроконтролера, використовуючи простий драйвер-підсилювач струму. 
- При замкнутому ключі струм надходить у навантаження ланцюга: джерело живлення, дросель L, ключ VT (шлях струму показаний червоним кольором).
- При розімкнутому ключі енергія, накопичена в дроселі, повертається в навантаження через рекуперативний діод VD (шлях струму показаний синім кольором).
Практична реалізація ключового регулятора.
Нам необхідно реалізувати вузол імпульсного регулятора з наступними функціями:
- власне ключовий регулятор (ключ, дросель, рекуперативний діод, конденсатор, що згладжує);
- ланцюг виміру напруги на навантаженні;
- ланцюг вимірювання струму регулятора;
- апаратний захист від перевищення струму
Я, практично без змін, взяв схему регулятора.
Схема імпульсного регулятора для роботи із платою Ардуїно.
Як силовий ключ я використав MOSFET транзистори IRF7313. У статті про збільшення потужності контролера елемента Пельтьє я докладно писав про ці транзистори, про можливу заміну та про вимоги до ключових транзисторів для цієї схеми. Ось посилання на технічну документацію.
На транзисторах VT1 та VT2 зібрано драйвер ключового MOSFET транзистора. Це просто підсилювач струму, за напругою він навіть послаблює сигнал приблизно до 4,3 В. Тому ключовий транзистор обов'язково має бути низькопороговим. Існують різні варіанти реалізації драйверів MOSFET транзисторів. У тому числі з використанням інтегральних драйверів. Цей варіант найпростіший і найдешевший.
Для вимірювання напруги на навантаженні використовується дільник R1, R2. При таких значеннях опорів резисторів і джерелі опорної напруги 1,1, діапазон вимірювання становить 0 … 17,2 В. Ланцюг дозволяє виміряти напругу на другому виведенні навантаження щодо загального дроту. Напруження на навантаженні ми обчислимо, знаючи напругу джерела живлення:
Uнавантаження = U харчування - Uвиміряне.
Зрозуміло, що точність виміру залежатиме від стабільності підтримки напруги джерела живлення. Але нам не потрібна висока точність виміру напруги, струму, потужності навантаження. Нам потрібно точно вимірювати та підтримувати лише температуру. Її ми і вимірюватимемо з високою точністю. А якщо система покаже, що на елементі Пельтьє встановлена потужність 10 Вт, а насправді буде 10,5 Вт, це не позначиться на роботі пристрою. Це стосується решти всіх енергетичних параметрів.
Струм вимірюється за допомогою резистора-датчика струму R8. Компоненти R6 та C2 утворюють простий фільтр низьких частот.
На елементах R7 і VT3 зібрано найпростіший апаратний захист. Якщо струм у ланцюзі перевищить 12 А, то на резисторі R8 напруга досягне порога відкривання транзистора 0,6 В. Транзистор відкриється і замкне виведення RES (скидання) мікроконтролера на землю. Все має відключитися. На жаль, поріг спрацьовування такого захисту визначається напругою база-емітер біполярного транзистора (0,6). Через це захист спрацьовує лише за значних струмів. Можна застосувати аналоговий компаратор, але це ускладнить схему.
Струм вимірюватиметься точніше зі збільшенням опору датчика струму R8. Але це призведе до виділення на ньому значної потужності. Навіть при опорі 0,05 Ом та струмі 5 А на резисторі R8 розсіюється 5 * 5 * 0,05 = 1,25 Вт. Зауважте, що резистор R8 має потужність 2 Вт.
Тепер, який струм ми вимірюємо. Ми вимірюємо струм споживання імпульсного стабілізатора від джерела живлення. Схема виміру цього параметра набагато простіше, ніж схема виміру струму навантаження. Навантаження у нас "відв'язане" від загального дроту. Для роботи системи необхідно виміряти електричну потужність на елементі Пельтьє. Ми обчислимо потужність споживаної регулятором, помноживши напругу джерела живлення на струм, що споживається. Вважаємо, що наш регулятор має ККД 100% і вирішимо, що це і є потужність на елементі Пельтьє. Насправді ККД регулятора буде 90-95%, але ця похибка ніяк не позначиться на роботі системи.
Компоненти L2, L3, C5 – простий фільтр радіоперешкод. Можливо, у ньому немає потреби.
Розрахунок дроселя ключового стабілізатора.
Дросель має два параметри, важливі для нас:
- індуктивність;
- струм насичення.
Необхідна індуктивність дроселя визначається частотою ШІМ та допустимими пульсаціями струму дроселя. На цю тему є дуже багато інформації. Я наведу спрощений розрахунок.
Ми подали на дросель напругу і струм через нього почав збільшуватися струм. Збільшуватись, а не з'явився, бо якийсь струм уже протікав через дросель у момент включення Iвкл).
Транзистор відкрився. До дроселя підключили напругу:
Uдросселя = U харчування - Uнавантаження.
Струм через дросель почав наростати за законом:
Iдросселя = Uдросселя * tвідкр / L
- tвідкр - тривалість імпульсу відкритого ключа;
- L – індуктивність.
Тобто. значення пульсації струму дроселя чи скільки збільшився струм під час відкритого ключа визначається выражением:
Iвикл - Iвкл = Uдросселя * tвідкр / L
Напруга може змінюватися. А воно визначає напругу на дроселі. Існують формули, що враховують це. Але в нашому випадку я прийняв би такі значення:
- напруга живлення 12 В;
- мінімальна напруга на елементі Пельтьє 5;
- значить максимальна напругана дроселі 12 - 5 = 7 Ст.
Тривалість імпульсу відкритого ключа tвідкр визначається частотою періоду ШІМ. Чим вона вища, тим меншої індуктивності необхідний дросель. Максимальна частота ШІМ плати Ардуїно 62,5 кГц. Як отримати таку частоту я розповім у наступному уроці. Її і використовуватимемо.
Візьмемо найгірший варіант - ШІМ перемикається рівно в середині періоду.
- Тривалість періоду 1/62500 Гц = 0,000016 сек = 16 мкс;
- Тривалість відкритого ключа = 8 мкс.
Пульсації струму таких схемах зазвичай задають до 20% від середнього струму. Не треба плутати з пульсаціями вихідної напруги. Їх згладжують конденсатори на виході схеми.
Якщо ми допускаємо струм 5 А, візьмемо пульсації струму 10 % або 0,5 А.
L = Uдросселя * tвідкр / Iпульсацій = 7 * 8 / 0,5 = 112 мкГн.
Струм насичення дроселя.
Все у світі має межу. І дросель теж. При якомусь струмі він перестає бути індуктивністю. Це і є струм насичення дроселя.
У разі максимальний струм дроселя визначається як середній струм плюс пульсації, тобто. 5,5 А. Але краще струм насичення вибирати із запасом. Якщо хочемо, щоб працював апаратний захист у цьому варіанті схеми, він має бути щонайменше 12 А.
Струм насичення визначається повітряним зазором у магнітопроводі дроселя. У статтях про контролерів елемента Пельтьє я розповідав про конструкцію дроселя. Якщо я почну розгортати цю тему докладно, то ми втечемо від Ардуїно, від програмування і не знаю коли повернемося.
У мене дросель виглядає так.
Звичайно, провід обмотки дроселя має бути достатнього перерізу. Розрахунок простий - Визначення теплових втрат за рахунок активного опору обмотки.
Активний опір обмотки:
Rа = ρ * l / S,
- Rа – активний опір обмотки;
- Ρ – питомий опір матеріалу, для міді 0,0175 Ом мм2/м;
- l - Довжина обмотки;
- S – переріз дроту обмотки.
Теплові втрати на активному опорі дроселя:
Ключовий регулятор споживає джерела живлення пристойний струм і не можна допускати, щоб цей струм проходив через плату Ардуїно. На схемі показано, що дроти від блока живлення підключені безпосередньо до блокувальних конденсаторів C6 та C7.
Основні імпульсні струми схеми проходять за контуром C6, навантаження, L1, D2, R8. Цей ланцюг повинен замикатися зв'язками з мінімальною довжиною.
Загальний провід та шина живлення плати Ардуїно підключаються до блокувального конденсатора C6.
Проводи сигналів між платою Ардуїно та модулем ключового стабілізатора повинні бути мінімальної довжини. Конденсатори C1 та C2 краще розташувати на роз'ємах підключення до плати.
Я зібрав схему на платі. Запаяв лише потрібні компоненти. Виглядає зібрана схема у мене так.
Я поставив ШІМ 50% та перевірив роботу схеми.
- Під час живлення від комп'ютера плата формувала заданий ШІМ.
- При автономному живленні від зовнішнього блоку живлення все чудово працювало. На дроселі формувалися імпульси з добрими фронтами, на виході була постійна напруга.
- Коли я ввімкнув одночасно живлення і від комп'ютера, і від зовнішнього блока живлення, у мене згоріла плата Ардуїно.
Моя дурна помилка. Розповім, щоб її ніхто не повторив. Взагалі, підключаючи зовнішній блок живлення, треба бути акуратним, продзвонити всі зв'язки.
У мене сталося таке. На схемі був діода VD2. Я додав його після цієї неприємності. Я вважав, що плату можна живити від зовнішнього джерела через висновок Vin. Сам написав в уроці 2, що плата може отримувати живлення від зовнішнього джерела через роз'єм (сигнал RWRIN). Але я думав, що це той самий сигнал, тільки на різних роз'ємах.
0 Рубрика: . Ви можете додати до закладок.Пристрій має меню. Вхід у меню, переміщення в ньому та вихід здійснюється одночасним натисканням кнопок "Н" і "В". У процесі цього на індикаторі з'являється відповідна мнемоніка, "H-U", "B-U" (нижня та верхня межі напруги), "H-I", "B-I" (нижня та верхня межі струму), "P-0", "P-1" - режим ручний або автоматичний, увімкнення реле після повернення напруги або струму в задані межі. "-З-" сигналізує про запис встановлених параметрів в енергонезалежну пам'ять і вихід з режиму меню. У режимі меню кнопки "Н" і "В" дозволяють змінювати параметри в той чи інший бік, причому утримання кнопки, близько 3 секунд, прискорює зміну параметра. Зміна відбувається за колом, 99,8-99,9-0,0-0,01 і т.д. При виході за встановлені межі відбувається відключення реле, індикатор починає блимати, сигналізуючи про аварію. Т.о. пристрій дозволяє заряджати, так і розряджати АБ до певної напруги. Причому, автоматичний режимдозволяє тримати АБ постійно зарядженої, а ручної, контролювати ємність АБ в А/годинах.
Декілька зауважень. Не забудьте запитати 74HC595, 16н.-+5В, 8н.-"земля". На кнопках краще використовувати пару резисторів 3К3 і 10К. Полярність індикатора немає значення, вибирається резистором на 11 нозі контролера (як у схемі).
Приклад застосування для заряду/розряду АБ:
Hex-файл для мікроконтролера PIC16F676, з функціями контролю.
У вас немає доступу до скачування файлів з нашого сервера- Файл прошивки для вольтампервольтметра з параметрами Umax = 99,9В; Imax = 9,99A; Pmax=99,9/999 W; Cmax = 9,99 A/h.
У вас немає доступу до скачування файлів з нашого сервера- hex_файл вольтамперметра з усіченими функціями, тільки Umax=99,9В та Imax=9,99A
створення материнських платіз збільшеною кількістю фаз живлення процесора поступово стає своєрідним змаганням між виробниками материнських плат. Наприклад, зовсім недавно компанія Gigabyte виробляла плати з 12-фазними джерелами живлення процесорів, але в платах, що нині випускаються нею, кількість фаз зросла до 24. Але чи так вже необхідно використовувати таку велику кількість фаз живлення і чому одні виробники їх постійно збільшують, намагаючись при цьому аргументовано довести, що чим більше, тим краще, а інші задовольняються невеликою кількістю фаз живлення? Можливо, велика кількість фаз живлення процесора – це не більше ніж маркетинговий трюк, покликаний привернути увагу споживачів до своєї продукції? У цій статті ми намагатимемося мотивовано відповісти на це питання, а також у деталях розглянемо принципи роботи багатофазних імпульсних джерел живлення процесорів та інших елементів материнських плат (чіпсетів, пам'яті тощо).
Трохи історії
Як відомо, живлення всіх компонентів материнських плат (процесора, чіпсету, модулів пам'яті тощо) здійснюється від блока живлення, який підключається до спеціального роз'єму на материнській платі. Нагадаємо, що на будь-якій сучасній материнській платі є 24-контактний ATX-роз'єм живлення, а також додатковий 4-(ATX12V) або 8-контактний (EPS12V) роз'єм живлення.
Всі блоки живлення генерують постійну напругу номіналом ±12, ±5 і +3,3 В, проте зрозуміло, що різні мікросхеми материнських плат вимагають постійної напруги інших номіналів (причому різні мікросхеми вимагають різної напруги живлення), а тому виникає завдання перетворення та стабілізації постійного напруги, одержуваного від джерела живлення, в постійну напругу, необхідне живлення певної мікросхеми материнської плати (перетворення DC-DC). Для цього в материнських платах використовують відповідні конвертори (перетворювачі) напруги, які знижують номінальну напругу джерела живлення до необхідного значення.
Існує два типи конверторів постійної напруги DC-DC: лінійний (аналоговий) та імпульсний. Лінійні конвертори напруги на материнських платах сьогодні не зустрічаються. У цих конверторах зниження напруги проводиться за рахунок падіння частини напруги на резистивних елементах та розсіювання частини споживаної потужності у вигляді тепла. Такі конвертори мали потужні радіатори і сильно грілися. Однак із зростанням потужності (а відповідно, і струмів), що споживається компонентами материнських плат, від лінійних перетворювачів напруги були змушені відмовитися, оскільки виникала проблема їхнього охолодження. У всіх сучасних материнських платах використовуються імпульсні перетворювачі постійної напруги, які нагріваються набагато менше, ніж лінійні.
Понижуючий імпульсний перетворювач постійної напруги для живлення процесора часто називають модулем VRM (Voltage Regulation Module – модуль регулювання напруги) або VRD (Voltage Regulator Down – модуль зниження напруги). Різниця між VRM і VRD полягає в тому, що модуль VRD розташований безпосередньо на материнській платі, а VRM є зовнішнім модулем, що встановлюється в спеціальний слот на материнській платі. В даний час зовнішні VRM-модулі практично не зустрічаються, і всі виробники застосовують VRD-модулі. Однак сама назва VRM так прижилася, що стала загальновживаною і тепер її використовують навіть для позначення VRD-модулів.
Імпульсні регулятори напруги живлення, які застосовуються для чіпсету, пам'яті та інших мікросхем материнських плат, не мають своєї специфічної назви, проте за принципом дії вони нічим не відрізняються від VRD. Різниця полягає лише в кількості фаз живлення та вихідній напрузі.
Як відомо, будь-який перетворювач напруги характеризується вхідною та вихідною напругою живлення. Що стосується вихідної напруги живлення, воно визначається конкретною мікросхемою, для якої використовується регулятор напруги. А ось вхідна напруга може бути або 5 або 12 В.
Раніше (за часів процесорів Intel Pentium III) для імпульсних регуляторів напруги живлення застосовувалася вхідна напруга 5 В, проте згодом виробники материнських плат стали все частіше використовувати вхідну напругу 12 В, і в даний час на всіх платах як вхідна напруга імпульсних регуляторів напруги застосовується напруга живлення 12 В.
Принцип дії однофазного імпульсного регулятора напруги живлення
Перш ніж переходити до розгляду багатофазних імпульсних регуляторів напруги живлення, розглянемо принцип дії найпростішого імпульсного імпульсного регулятора напруги.
Компоненти імпульсного регулятора напруги живлення
Імпульсний понижувальний перетворювач напруги живлення містить у своїй основі PWM-контролер (ШИМ-контролер) - електронний ключ, який управляється PWM-контролером і періодично підключає та відключає навантаження до лінії вхідної напруги, а також індуктивно-ємнісний LC-фільтр для згладжування пульсацій вихідної напруги . PWM – це абревіатура від Pulse Wide Modulation (широтно-імпульсна модуляція, ШІМ). Принцип дії імпульсного понижуючого перетворювача напруги наступний. PWM-контролер створює послідовність керуючих імпульсів напруги. PWM-сигнал є послідовністю прямокутних імпульсів напруги, які характеризуються амплітудою, частотою і шпаруватістю (рис. 1).
Мал. 1. PWM-сигнал та його основні характеристики
Добре PWM-сигналу називають відношення проміжку часу, протягом якого сигнал має високий рівень, до періоду PWM-сигналу: = / T.
Сигнал, що формується PWM-контролером, використовується для управління електронним ключем, який періодично, з частотою PWM-сигналу, підключає та відключає навантаження до лінії живлення 12 В. Амплітуда PWM-сигналу повинна бути такою, щоб за його допомогою можна було керувати електронним ключем.
Відповідно на виході електронного ключаспостерігається послідовність прямокутних імпульсів з амплітудою 12 В і частотою прямування, що дорівнює частоті PWM-імпульсів. З курсу математики відомо, будь-який періодичний сигнал може бути представлений у вигляді гармонійного ряду (ряду Фур'є). Зокрема, періодична послідовність прямокутних імпульсів однакової тривалості при поданні у вигляді ряду матиме постійну складову, обернено пропорційну шпаруватості імпульсів, тобто прямо пропорційну їх тривалості. Пропустивши отримані імпульси через фільтр низьких частот (ФНЧ) з частотою зрізу, значно меншою, ніж частота проходження імпульсів, цю постійну складову можна легко виділити, отримавши стабільну постійну напругу. Тому імпульсні перетворювачі напруги містять також низькочастотний фільтр, що згладжує (випрямляє) послідовність прямокутних імпульсів напруги. Структурна блок-схематакого імпульсного понижуючого перетворювача напруги показано на рис. 2.
Мал. 2. Структурна блок-схема такого імпульсного понижуючого
перетворювача напруги
Ну а тепер розглянемо елементи імпульсного понижуючого перетворювача напруги живлення докладніше.
Електронний ключ та керуючий драйвер
Як електронний ключ імпульсних перетворювачів напруги живлення компонентів материнських плат завжди використовується пара польових n-канальних МОП-транзистори (MOSFET-транзистори), з'єднаних таким чином, що стік одного транзистора підключений до лінії живлення 12 В, витік цього транзистора з'єднаний з точкою виходу стоком іншого транзистора, а витік другого транзистора заземлено. Транзистори цього електронного ключа (іноді він називається силовий ключ) працюють таким чином, що один із транзистори завжди знаходиться у відкритому стані, а інший - у закритому.
Для управління перемиканнями MOSFET-транзисторів сигнали, що управляють, подаються на затвори цих транзисторів. Керуючий сигнал PWM-контролера використовується для того, щоб перемикати MOSFET-транзистори, однак цей сигнал подається не безпосередньо на затвори транзисторів, а через спеціальну мікросхему, яка називається драйвером MOSFET-транзистори або драйвером фази живлення. Цей драйверкерує перемиканням MOSFET-транзисторів на частоті, що задається PWM-контролером, подаючи необхідні напруги перемикання на затвори транзисторів.
Коли транзистор, підключений до лінії живлення 12, відкритий, другий транзистор, з'єднаний через свій стік з витоком першого транзистора, закритий. У цьому випадку лінія живлення 12 В виявляється підключеною до навантаження через фільтр, що згладжує. Коли транзистор, підключений до лінії живлення 12, закритий, другий транзистор відкритий і лінія живлення 12 виявляється відключеною від навантаження, але навантаження в цей момент з'єднана через згладжує фільтр із землею.
Низькочастотний LC-фільтр
Згладжуючий, або низькочастотний, фільтр являє собою LC-фільтр, тобто індуктивність, послідовно включену з навантаженням, і ємність, включену паралельно навантаженню (рис. 3).
Мал. 3. Схема однофазного імпульсного перетворювача напруги
Як відомо з курсу фізики, якщо на вхід такого LC-фільтра подати гармонійний сигнал певної частоти U вх (f), то напруга на виході фільтра U вих (f)залежить від реактивних опорів індуктивності (Z L = j2fC)та конденсатора Z c = 1/(j2fC). Коефіцієнт передачі такого фільтра K(f) =(U вих (f))/(U вх (f))можна розрахувати, розглядаючи дільник напруги, утворений частотно-залежними опорами. Для ненавантаженого фільтра отримаємо:
K(f) = Z c / (Z c + Z L)= 1/(1 – (2 f) 2 LC)
Або, якщо ввести позначення f0 = 2/, то отримаємо:
K(f) = 1/(1 – (f/f0) 2)
З цієї формули видно, що коефіцієнт передачі ідеально ненавантаженого LC-фільтра необмежено зростає з наближенням до частоти f0, а потім, при f>f 0, зменшується пропорційно 1/f 2. На низьких частотах (f
Як вже зазначалося, згладжування імпульсів напруги за допомогою LC-фільтра необхідно, щоб частота зрізу фільтра f 0 = 2/ була значно меншою, ніж частота проходження імпульсів напруги. Ця умовадозволяє підібрати необхідні ємність та індуктивність фільтра. Втім, відвернемося від формул і спробуємо пояснити принцип дії фільтра більш простою мовою.
У той момент, коли силовий ключ відкритий (транзистор Т 1 відкритий, транзистор Т 2 закритий), енергія від вхідного джерела передається в навантаження через індуктивність L, у якому накопичується енергія. Струм, що при цьому протікає по ланцюгу, змінюється не миттєво, а поступово, оскільки виникає в індуктивності ЕРС перешкоджає зміні струму. Одночасно з цим заряджається і конденсатор, встановлений паралельно до навантаження.
Після того як силовий ключ закривається (транзистор Т 1 закритий, транзистор Т 2 відкритий), струм від лінії вхідної напруги не надходить в індуктивність, але за законами фізики ЕРС індукції підтримує колишній напрям струму. Тобто в цей період струм навантаження надходить від індуктивного елемента. Для того щоб ланцюг замкнувся і струм пішов на конденсатор, що згладжує, і в навантаження, відкривається транзистор T 2 , забезпечуючи замкнутий ланцюг і протікання струму по шляху індуктивність - ємність і навантаження - транзистор T 2 - індуктивність.
Як зазначалося, з допомогою такого фільтра, що згладжує, можна отримати напругу на навантаженні, пропорційне шпаруватості керуючих PWM-імпульсів. Однак зрозуміло, що при такому способі згладжування вихідна напруга матиме пульсації напруги живлення відносного деякого середнього значення (вихідної напруги) - рис. 4. Розмір пульсацій напруги на виході залежить від частоти перемикання транзисторів, значення ємності та індуктивності.
Мал. 4. Пульсації напруги після згладжування LC-фільтром
Стабілізація вихідної напруги та функції PWM-контролера
Як зазначалося, вихідна напруга залежить (при заданій навантаженні, частоті, індуктивності і ємності) від шпаруватості PWM-импульсов. Оскільки струм через навантаження динамічно змінюється, виникає завдання стабілізації вихідної напруги. Робиться це так. PWM-контролер, що формує сигнали перемикання транзисторів, пов'язаний із навантаженням петлею зворотнього зв'язкута постійно відстежує вихідну напругу на навантаженні. Усередині PWM-контролера генерується референсна напруга живлення, яка має бути на навантаженні. PWM-контролер постійно порівнює вихідну напругу з референсною, і якщо виникає неузгодженість U, то даний сигнал неузгодженості використовується для зміни (коригування) шпаруватості PWM-імпульсів, тобто зміна шпаруватості імпульсів ~ U. Таким чином реалізується стабілізація вихідної напруги.
Звичайно, виникає питання: яким чином PWM-контролер дізнається про необхідну напругу живлення? Наприклад, якщо говорити про процесори, то, як відомо, напруга живлення різних моделейпроцесора може бути різним. Крім того, навіть для того самого процесора напруга живлення може динамічно змінюватися в залежності від його поточного завантаження.
Про необхідну номінальну напругу живлення PWM-контролер дізнається за сигналом VID (Voltage Identifier). Для сучасних процесорів Intel Core i7, що підтримують специфікацію живлення VR 11.1, VID сигнал є 8-бітним, а для застарілих процесорів, сумісних зі специфікацією VR 10.0, сигнал VID був 6-бітним. 8-бітний сигнал VID (комбінація 0 та 1) дозволяє задати 256 різних рівнів напруги процесора.
Обмеження однофазного імпульсного регулятора напруги живлення
Розглянута нами однофазна схема імпульсного регулятора напруги живлення проста у виконанні, проте має ряд обмежень та недоліків.
Якщо говорити про обмеження однофазного імпульсного регулятора напруги живлення, воно полягає в тому, що і MOSFET-транзистори, і індуктивності (дроселі), і ємності мають обмеження за максимальним струмом, який через них можна пропускати. Наприклад, для більшості MOSFET-транзисторів, які використовуються в регуляторах напруги материнських плат, обмеження струму становить 30 A. У той же час самі процесори при напрузі живлення порядку 1 В та енергоспоживання понад 100 Вт споживають струм понад 100 A. Зрозуміло, що якщо за такої сили струму використовувати однофазний регулятор напруги живлення, його елементи просто «згорять».
Якщо говорити про нестачу однофазного імпульсного регулятора напруги живлення, він полягає в тому, що вихідна напруга живлення має пульсації, що вкрай небажано.
Для того щоб подолати обмеження струму імпульсних регуляторів напруги, а також мінімізувати пульсації вихідної напруги, використовуються багатофазні імпульсні регулятори напруги.
Багатофазні імпульсні регулятори напруги
У багатофазних імпульсних регуляторах напруги кожна фаза утворена драйвером управління перемиканнями MOSFET-транзисторів, парою самих MOSFET-транзисторів і LC-фільтром, що згладжує. При цьому використовується один багатоканальний PWM-контролер, якого паралельно підключається кілька фаз живлення (рис. 5).
Мал. 5. Структурна схемабагатофазного імпульсного регулятора напруги живлення
Застосування N-фазного регуляторанапруги живлення дозволяє розподілити струм по всіх фазах, а отже, струм, що протікає по кожній фазі, буде в Nразів менше струму навантаження (зокрема процесора). Наприклад, якщо використовувати 4-фазний регулятор напруги живлення процесора з обмеженням струму в кожній фазі 30 A, то максимальний струм через процесор складе 120 A, чого цілком достатньо для більшості сучасних процесорів. Однак якщо використовуються процесори з TDP 130 Вт або передбачається можливість розгону процесора, то бажано застосовувати не 4-фазний, а 6-фазний імпульсний регулятор напруги живлення процесора або використовувати в кожній фазі живлення дроселі, конденсатори і MOSFET-транзистори, розраховані на більший струм .
Для зменшення пульсації вихідної напруги в багатофазних регуляторах напруги всі фази працюють синхронно з часом ым зрушенням один щодо одного. Якщо T – це період перемикання MOSFET-транзисторів (період PWM-сигналу) та використовується Nфаз, то тимчасове зрушення по кожній фазі складе T/N(Рис. 6). p align="justify"> За синхронізацію PWM-сигналів по кожній фазі з тимчасовим зрушенням відповідає PWM-контролер.
Мал. 6. Тимчасові зрушення PWM-сигналів у багатофазному регуляторі напруги
В результаті того, що всі фази працюють з часу ым зсувом один щодо одного, пульсації вихідної напруги та струму по кожній фазі також будуть зрушені по часовій осі один щодо одного. Сумарний струм, що проходить по навантаженню, складатиметься з струмів по кожній фазі, і пульсації результуючого струму виявляться менше, ніж пульсації струму по кожній фазі (рис. 7).
Мал. 7. Струм по кожній фазі
та результуючий струм навантаження
у трифазному регуляторі напруги
Отже, основна перевага багатофазних імпульсних регуляторів напруги живлення полягає в тому, що вони дозволяють, по-перше, подолати обмеження струму, а по-друге, знизити пульсації вихідної напруги при тій же ємності та індуктивності фільтра, що згладжує.
Дискретні багатофазні схеми регуляторів напруги та технологія DrMOS
Як ми вже зазначали, кожна фаза живлення утворена драйвером, що управляє, двома MOSFET-транзисторами, дроселем і конденсатором. При цьому один PWM-контролер одночасно керує кількома фазами живлення. Конструктивно на материнських платах всі компоненти фази можуть бути дискретними, тобто окрема мікросхема драйвера, два окремих MOSFET-транзистора, окремий дросель і ємність. Такий дискретний підхід використовують більшість виробників материнських плат (ASUS, Gigabyte, ECS, AsRock і т.д.). Однак є й дещо інший підхід, коли замість застосування окремої мікросхеми драйвера та двох MOSFET-транзистори використовується одна мікросхема, що поєднує і силові транзистори, і драйвер. Ця технологія була розроблена компанією Intel і отримала назву DrMOS, яка буквально означає Driver+MOSFETs. Природно, що при цьому також застосовуються окремі дроселі та конденсатори, а для керування всіма фазами є багатоканальний PWM-контролер.
В даний час технологія DrMOS використовується лише на материнських платах MSI. Говорити про переваги технології DrMOS порівняно із традиційним дискретним способом організації фаз живлення досить складно. Тут швидше все залежить від конкретної DrMOS-мікросхеми та її характеристик. Наприклад, якщо говорити про нові плати MSI для процесорів сімейства Intel Core i7, то в них застосовується DrMOS-мікросхема Renesas R2J20602 (рис. 8). Наприклад, на платі MSI Eclipse Plus використовується 6-фазний регулятор напруги живлення процесора (рис. 9) на базі 6-канального PWM-контролера Intersil ISL6336A (рис. 10) та DrMOS-мікросхем Renesas R2J20602.
Мал. 8. DrMOS-мікросхема Renesas R2J20602
Мал. 9. Шестифазний регулятор напруги живлення процесора
на базі 6-канального PWM-контролера Intersil ISL6336A
та DrMOS-мікросхем Renesas R2J20602 на платі MSI Eclipse Plus
Мал. 10. Шестиканальний PWM-контролер
Intersil ISL6336A
DrMOS-мікросхема Renesas R2J20602 підтримує частоту перемикання MOSFET-транзисторів до 2 МГц та відрізняється дуже високим ККД. При вхідній напрузі 12, вихідному 1,3 В і частоті перемикання 1 МГц її ККД становить 89%. Обмеження за струмом - 40 А. Зрозуміло, що при шестифазній схемі живлення процесора забезпечується як мінімум дворазовий запас струму для DrMOS-мікросхеми. При реальному значенні струму 25 А енергоспоживання (що виділяється у вигляді тепла) самої мікросхеми DrMOS складає всього 4,4 Вт. Також стає очевидним, що при використанні DrMOS-мікросхем Renesas R2J20602 немає необхідності застосовувати понад шість фаз у регуляторах напруги живлення процесора.
Компанія Intel у своїй материнській платі Intel DX58S0 на базі чіпсета Intel X58 для процесорів Intel Core i7 також використовує 6-фазний, але дискретний регулятор напруги живлення процесора. Для управління фазами живлення застосовується 6-канальний PWM-контролер ADP4000 від компанії On Semiconductor, а як MOSFET-драйвери - мікросхеми ADP3121 (рис. 11). PWM-контролер ADP4000 підтримує інтерфейс PMBus (Power Manager Bus) та можливість програмування на роботу в режимі 1, 2, 3, 4, 5 та 6 фаз з можливістю перемикання числа фаз у режимі реального часу. Крім того, за допомогою інтерфейсу PMBus можна зчитувати поточні значення струму процесора, його напруги та потужності, що споживається. Залишається лише шкодувати, що компанія Intel не реалізувала ці можливості чіпа ADP4000 в утиліті моніторингу стану процесора.
Мал. 11. Шестифазний регулятор напруги живлення процесора
на базі PWM-контролера ADP4000 та MOSFET-драйверів ADP3121
на платі Intel DX58S0 (показано дві фази живлення)
Зазначимо також, що в кожній фазі живлення застосовуються силові MOSFET-транзистори NTMFS4834N компанії On Semiconductor з обмеженням струму в 130 A. Неважко здогадатися, що при таких обмеженнях струму самі по собі силові транзистори не є вузьким місцем фази живлення. У цьому випадку обмеження струму на фазу живлення накладає дросель. У схемі регулятора напруги використовуються дроселі PA2080.161NL компанії PULSE з обмеженням по струму 40 A, але зрозуміло, що навіть при такому обмеженні по струму цілком достатньо шести фаз живлення процесора і є великий запас для екстремального розгону процесора.
Технологія динамічного перемикання фаз
Практично всі виробники материнських плат нині використовують технологію динамічного перемиканнячисла фаз живлення процесора (йдеться про плати для процесорів Intel). Власне, дана технологіяаж ніяк не нова і була розроблена компанією Intel вже досить давно. Однак, як це часто буває, з'явившись, ця технологія виявилася незатребуваною ринком і тривалий час лежала у «запасниках». І тільки коли ідея зниження енергоспоживання комп'ютерів опанувала розуми розробників, згадали про динамічне перемикання фаз живлення процесора. Виробники материнських плат намагаються видати цю технологію за свою фірмову та вигадують їй різні назви. Наприклад, у компанії Gigabyte вона називається Advanced Energy Saver (AES), ASRock - Intelligent Energy Saver (IES), ASUS - EPU, MSI - Active Phase Switching (APS). Однак, незважаючи на різноманітність назв, усі ці технології реалізовані абсолютно однаково і, звичайно, не є фірмовими. Більше того, можливість перемикання фаз живлення процесора закладена у специфікацію Intel VR 11.1 та всі PWM-контролери, сумісні зі специфікацією VR 11.1, підтримують її. Власне, у виробників материнських плат вибір тут невеликий. Це або PWM-контролери компанії Intersil (наприклад, 6-канальний PWM-контролер Intersil ISL6336A), або PWM-контролери компанії On Semiconductor (наприклад, 6-канальний PWM-контролер ADP4000). Контролери інших компаній використовуються рідше. Контролери та Intersil, і On Semiconductor, сумісні зі специфікацією VR 11.1, підтримують динамічне перемикання фаз живлення. Питання лише тому, як виробник материнської плати використовує можливості PWM-контролера.
Природно, виникає питання: чому технологію динамічного перемикання фаз живлення називають енергозберігаючою та якою є ефективність її застосування?
Розглянемо, наприклад, материнську плату з 6-фазним регулятором напруги живлення процесора. Якщо процесор завантажений несильно, а значить, споживаний струм невеликий, цілком можна обійтися двома фазами живлення, а потреба в шести фазах виникає при сильному завантаженні процесора, коли споживаний їм струм досягає максимального значення. Справді, можна зробити так, щоб кількість задіяних фаз живлення відповідало споживаному процесором струму, тобто щоб фази живлення динамічно перемикалися в залежності від завантаження процесора. Але чи не простіше використовувати всі шість фаз живлення за будь-якого струму процесора? Щоб відповісти на це питання, потрібно врахувати, що будь-який регулятор напруги сам споживає частину електроенергії, що перетворюється ним, яка виділяється у вигляді тепла. Тому однією з характеристик перетворювача напруги є його ККД, або енергоефективність, тобто відношення потужності, що передається в навантаження (в процесор) до споживаної регулятором потужності, яка складається з потужності, що споживається навантаженням, і потужності, що споживається самим регулятором. Енергоефективність регулятора напруги залежить від поточного значення струму процесора (його завантаження) та кількості задіяних фаз живлення (рис. 12).
Мал. 12. Залежність енергоефективності (ККД) регулятора напруги
від струму процесора за різної кількості фаз живлення
Залежність енергоефективності регулятора напруги від струму процесора при постійному кількості фаз живлення виглядає так. Спочатку, зі зростанням струму навантаження (процесора), ККД регулятора напруги лінійно зростає. Далі досягається максимальне значення ККД, а при подальшому збільшенні струму навантаження ККД поступово зменшується. Головне, що значення струму навантаження, при якому досягається максимальне значення ККД, залежить від кількості фаз живлення, а отже якщо використовувати технологію динамічного перемикання фаз живлення, то ККД регулятора напруги живлення завжди можна підтримувати на максимально високому рівні.
Порівнюючи залежності енергоефективності регулятора напруги від струму процесора для різної кількості фаз живлення, можна зробити висновок: при малому струмі процесора (при незначному завантаженні процесора) ефективніше задіяти менше фаз живлення. У цьому випадку менше енергії споживатиметься самим регулятором напруги та виділятиметься у вигляді тепла. При високих значеннях струму процесора використання малої кількості фаз живлення призводить до зниження енергоефективності регулятора напруги. Тому в даному випадку оптимально застосовувати більшу кількість фаз живлення.
З теоретичної точки зору використання технології динамічного перемикання фаз живлення процесора має, по-перше, знизити загальне енергоспоживання системи, а по-друге - тепловиділення на самому регуляторі напруги живлення. Причому, за заявами виробників материнських плат, ця технологія дозволяє знизити енергоспоживання системи на 30%. Звичайно ж, 30% - це число, взяте зі стелі. Реально технологія динамічного перемикання фаз живлення дозволяє знизити сумарне енергоспоживання системи лише на 3-5%. Справа в тому, що дана технологія дозволяє заощаджувати електроенергію, що споживається лише самим регулятором напруги живлення. Проте основними споживачами електроенергії в комп'ютері є процесор, відеокарта, чіпсет і пам'ять, і тлі сумарного енергоспоживання цих компонентів енергоспоживання самого регулятора напруги досить мало. А тому, як не оптимізуй енергоспоживання регулятора напруги, досягти суттєвої економії просто неможливо.
Маркетингові "фішки" виробників
На що тільки не йдуть виробники материнських плат, щоб привернути до своєї продукції увагу покупців та мотивовано довести, що вона краща, ніж у конкурентів! Одна з таких маркетингових "фішок" - збільшення фаз живлення регулятора напруги живлення процесора. Якщо раніше на топових материнських платах застосовувалися шестифазні регулятори напруги, то зараз використовують 10, 12, 16, 18 і навіть 24 фази. Чи дійсно потрібно так багато фаз харчування, чи це не більше, ніж маркетинговий трюк?
Звичайно, багатофазні регулятори напруги живлення мають свої незаперечні переваги, але всьому є розумна межа. Наприклад, як ми вже зазначали, велика кількість фаз живлення дозволяє використовувати в кожній фазі живлення компоненти (MOSFET-транзистори, дроселі та ємності), розраховані на низький струм, які, природно, дешевші за компоненти з високим обмеженням по струму. Однак зараз усі виробники материнських плат застосовують твердотільні полімерні конденсатори та дроселі з феритовим сердечником, які мають обмеження струму не менше 40 A. MOSFET-транзистори також мають обмеження струму не нижче 40 A (а останнім часом спостерігається тенденція переходу на MOSFET-транзистори з обмеженням струму 75 А). Зрозуміло, що при таких обмеженнях струму на кожній фазі хвилі достатньо застосовувати шість фаз живлення. Такий регулятор напруги теоретично здатний забезпечити струм процесора більше 200 А, отже, енергоспоживання понад 200 Вт. Зрозуміло, що навіть у режимі екстремального розгону досягти таких значень струму та енергоспоживання практично неможливо. То навіщо виробники роблять регулятори напруги з 12 фазами і більше, якщо живлення процесора в будь-якому режимі його роботи здатний забезпечити і шестифазний регулятор напруги?
Якщо порівнювати 6- та 12-фазний регулятори напруги, то теоретично при використанні технології динамічного перемикання фаз живлення енергоефективність 12-фазного регулятора напруги буде вищою. Проте різниця в енергоефективності спостерігатиметься лише за високих струмів процесора, які практично недосяжні. Але навіть якщо і вдається досягти настільки високого значення струму, при якому буде відрізнятися енергоефективність 6- і 12-фазного регуляторів напруги, то ця різниця буде настільки мала, що її можна не брати до уваги. Тому для всіх сучасних процесорів з енергоспоживанням 130 Вт навіть у режимі їхнього екстремального розгону хвилі достатньо 6-фазного регулятора напруги. Застосування 12-фазного регулятора напруги не дає жодних переваг навіть за використання технології динамічного перемикання фаз живлення. Навіщо ж виробники почали робити 24-фазні регулятори напруги – залишається лише гадати. Здорового сенсу в цьому немає, мабуть, вони розраховують справити враження на технічно неписьменних користувачів, для яких чим більше, тим краще.
До речі, не зайве буде відзначити, що сьогодні не виробляється 12 і тим більше 24-канальних PWM-контролерів, що керують фазами живлення. Максимальна кількістьканалів у PWM-контролерах дорівнює шести. Отже, коли застосовуються регулятори напруги з кількістю фаз понад шість, виробники змушені встановлювати кілька PWM-контролерів, які працюють синхронно. Нагадаємо, що керуючий PWM-сигнал у кожному каналі має певну затримку щодо PWM-сигналу в іншому каналі, але ці тимчасові усунення сигналів реалізуються в межах одного контролера. Виходить, що при застосуванні, наприклад, двох 6-канальних PWM-контролерів для організації 12-фазного регулятора напруги фази живлення, керовані одним контролером, попарно поєднані з фазами живлення, керованими іншим контролером. Тобто перша фаза живлення першого контролера працюватиме синхронно (без тимчасового зсуву) з першою фазою живлення другого контролера. Динамічно перемикатися фази, швидше за все, теж попарно. Загалом виходить не «чесний» 12-фазний регулятор напруги, а скоріше гібридна версія 6-фазного регулятора з двома каналами в кожній фазі.
Завантаження...